JPS63294599A - 電子楽器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子楽器における楽音発生器に関するもので更
に詳しく云えば周波数変調によるディジタル楽音シンセ
サイザの改良に関する。

〔発明の技術的背景〕

楽音発生を目的とした周波数変調技術の使用は、Ｊ、Ｍ
、Ｃｈｏｗｉｎｇ著、１周波数変調による複雑なオーデ
ィオスペクトロールの合成”と題する論文（Ｊ、Ａｕｄ
、Ｅｎｇ、Ｓｏｃ、Ｖｏｌ。

２１、Ｎｏ、７．１９７３年９月、５２６−５３４頁）
に述べられている。また米国特許第４，０１８．１２１
号Ｃｈｏｗｎｉｎｇにも、独特な楽音を発生させるため
に周波数変調理論を実行に移すためのデジタルシステム
が述べられている。

周波数変調信号を定義するための一般式は次の通りであ
る。

ｘ　（ｔ）＝Ａｓ　ｉｎ　（２πｆ、ｔ＋Ｍｓ　ｉｎ　
（２πｆｓｔ））　　　　　　　　　　　　　　　（１
１但し、「。は搬送波周波数、ｆｍは変調周波数、Ｍは
変調指数である。三角余弦関数（ｔｒｉＨ。

ｎｏｍｅｔｒｉｃ　　ｃｏｓｉｎｅ　　ｆｕｎｃｔｉｏ
ｎ）を用いることによって式（１１と全く等しい式が得
られる。周波数変調が側波帯構造をつくり出すことは周
知である。もし、弐（１）において、変調周波数ｆｍが
搬送周波数「Ｃに等しくなされると、その結果化じる信
号ｘ　（ｔ）は、搬送波と、搬送波周波数と高調波的（
ｈａ　ｒｍｏｎ　ｉ　ｃａ　Ｉ　Ｉ　ｙ）に関係した側
波帯とから構成される。搬送波と変調周波数との間のそ
の他の諸関係は、種々の音色構造をつくり出すであろう
。

〔従来技術の問題点〕

しかしながら、この周波数変調による楽音発生器は、鐘
や、金管楽器のような独特な音は比較的容易に合成でき
るが、ピアノやバイオリンのような一般的な音の合成に
は向いていない、というような問題がある。

本発明は、このような点を改良した電子楽器の楽音発生
器を提供する。

〔問題を解決するための手段〕

周波数変調により楽音を合成する電子楽器において、変
調波として任意な波形を発生する第１の波形発生手段と
、搬送波として高調波を含む任意な波形を発する第２の
波形発生手段と、前記第１の波形発生手段から出力され
る変調波信号を入力とし、与えられる変調指数によって
前記変調波信号の量を制御する第１の制御手段と、前記
第１の制御手段によって制御された変調波信号に対応し
前記第２の波形発生手段から搬送波信号を出力させるよ
うに制御する第２の制御手段とを具えることを特徴とす
る。

〔問題解決の方法〕

本発明によれば従来搬送波として使用されていた関数を
サイン（コサイン）関数に限らず高調波成分を含む関数
を搬送波を使用することによってより多彩な楽音発生可
能な周波数変調型楽音発生器を提供する。

〔実施例〕

この発明を更によく理解するためには、添付の図面を参
照すべきである。

本発明は、米国特許第３，５１５，７９２号に述べられ
ているデジタルオルガン、米国特許第３゜８０９．７８
６号に述べられているコンピュータオルガン、或いは１
９７５年８月１１日出願の米国特許第４．０８５，６４
４号（特開昭５２−２７６２１）に述べられている複音
シンセサイザのような種々の型のデジタル楽音発生器或
いはデジタル楽音シンセサイザに応用できるものであり
、その各々はここに参照によって組込まれている。

複音シンセサイザに応用した本発明は、第１図のブロッ
ク図に示されている。複音シンセサイザにおいては、発
生される波形の１周期に沿って等間隔におかれた一連の
点の振幅をあられす主データ組（セット）は、計算モー
ドの期間中に計算される。ついでそのデータ組（セット
）は音調シフトレジスタ３５へ転送され、そこから振幅
値は、発生される楽音の基本周波数によって決定される
速度で直列的に変化される（ｓｈｉｆｔ　　ｏｕｔ）。

シフトアウトされたデータ組の連続したデジタル値はＤ
−Ａ変換器７８へ加えられその変換器は、シフトレジス
タから読み出されたデジタルデータの値の変化とともに
振幅を変化するアナログ電圧を発生させる。

主データ組は、例えば楽音波形の１／２サイクルを構成
する３２の点の振幅を計算し、これら３２の数値を反転
（ｃｏｍｐ　Ｉｅｍｅｎ　ｔ　ｉｎｇ）して残りの１／
２サイクルを構成する更に付加的な３２個の点をえて、
楽音発生器の音調シフトレジスタに６４個の振幅値を提
供することによって、計算モードの期間中に発生される
。主データ組中の３２個の数値の各々は、一般的に用い
られているフーリエ解析に従って、基本波の対応する３
２個の点の振幅と各高調波とを加算することによって計
算される。各高調波は正弦波であるので、各高調波の諸
点は、正弦波関数表を用いて計算される。正弦波関数表
の出力は、係数表からえられる特定の高調波の振幅係数
を乗算される。いろいろな係数表を選択することによっ
て、相対的振幅は、従って結果として生じる可聴音の音
質は制御されることができる。

第１図のブロック図に更に詳しく示すように、」１記の
米国特許第４，０８５，６４４号に述べた複音シンセサ
イザは、楽器鍵盤の鍵が何時押鍵されるかを検出する音
調検出・割出（ｄ　ｅ　ｔ　ｅ　ｃ　ｔａｎｄ　　ａｓ
ｓｉｇｎｏｒ）回路１４を具えている。音調検出・割当
回路１４は、鍵が作動させられているという信号を実行
制御回路１６へ送り、実行制御回路は計算サイクルを開
始させる。回路１４は米国特許第４，０２２，０９８号
に詳しく述べられている。

上記の米国特許第４，０８５，６４４号（特開昭５２−
２７６２１）に詳しく述べであるように、計算サイクル
は、３２までカウントする語カウンタ１９と、３２まで
カウントする高調波カウンタ２０によって制御される。

実行制御回路は、語カウンタが主クロック１５からのク
ロックパルスに応答して３２までカウントする度毎に高
調波カウンタを進めろ。高調波カウンタ２０の出力は、
語カウンタが１カウント進める度毎に、ゲート２２を経
て加算器−アキュムレータ２１へ印加される。

加算器−アキュームレータ２１は、高調波カウンタ２０
のカウント状態をアキュムレータに累算された値に加算
する。従って、アキュムレータは最初の（第１）高調波
に対してはｌの乗算値を３２回カウントする。第２の高
調波に対しては２の乗算値を、第３の高調波に対しては
３の乗算値をカウントし、以下これに準じる。アキュム
レータ２１の出力は、メモリ・アドレス・デコーダ２３
に印加され、表２４に記憶されている１組の正弦値をア
ドレスする。各正弦関数値が表２４から読み出されると
、その関数値には、２６および２７に示すような高調波
係数メモリのうちの１つからの高調波係数が乗算される
。高調波係数は、高調波カウンタ２０のカウント状態に
応じてメモリ・アドレス・デコーダ２５により、選択さ
れたメ舌すにおいてアドレスされるので、各高調波に対
して１つの特定の係数値が与えられる。乗算器２８の出
力は、加算器３３を経て主レジスタ３４へ転送されるが
、その加算器３３は、可聴波形（オーディオ波形）の１
／２サイクルの３２のサンプル点の各々について、各高
調波の振幅を前に計算された高調波の総和に加算する。

計算サイクルが完了した時点において、主レジスタ３４
は、発生される楽音の所望の波形の１／２サイクルを構
成する等間陽に配置された３２の点の振幅に対応する３
２語を具える。３２の点の計算は３２回くり返されねば
ならないこと、即ちシステムが設計されている３２の高
調波の各々について１回づつ計算されねばならないこと
が理解される。従って、主レジスタ３４のマスターデー
タセット組を計算するためには、全部で３２Ｘ３２の乗
算が必要である。

計算モードが完了した時点において、その３２語は、鍵
盤上で押鍵された鍵のピッチによって決まるクロック周
波数を有する音調クロックパルスと同期して音調シフト
レジスフ３５へ転送される。

ひとたび音調シフトレジスタ３５が主レジスタ３４から
負荷されると、点ごとの振幅情報が直列的にＤ−Ａ変換
器７８ヘシフトされ、該変換器は連続的な語を所望の波
形及び周波数を有するアナログ電圧に変換する。Ｄ−Ａ
変換器の出力は、可聴音（オーディオトーン）を再生す
るために音響システム１１へ加えられる。

本発明は、上述した周波数変調の理論を用いて、主レジ
スタ３４内の主データリストを計算するための著しく単
純化した配置を従供する。式（１）は不連続（ｄｉｓｃ
ｒｅｔｅ）時系列として下記の形に書き変えることがで
きる。

ＸＮ＝　　Ａ　　ｓ　ｉｎ　（πＮ／３２４Ｍ５　ｉｎ
（πＮ／３２））・・・（２） Ｎ＝１．２．・・・・・・６４ 式（２）の不連続時系列は、変調周波数ｆｍが搬送波周
波数ｆｃに等しく、１周期あたり６４のサンプル点を有
する波形用に書かれているという仮定に基づいている。

しかし、ＸＮはＮの中央の範囲について奇対称（ｏｄｄ
　　ｓｙｍｍｅｔｒｙ）を示すので、Ｎの最初の３２の
値だけを計算すればよい。残りの３２の値は、最初の３
２の値の順序を反転し、逆転することによって得られる
。

式（２）によって３２の値を計算し、それらの値を計算
モードの期間中に主レジスタ３４に負荷するためには、
第１図に示すような上述の複音シンセサイザは下記の方
法で部分修正される。ＦＭモードで作動させる場合は、
正弦波関数表２４は、Ｎの各個およびＭの所定値につい
て弐（２）のカッコ内の量の値を決定することによって
アドレスされる。

実行制御回路からの′！ａ１０５上の信号に応答して、
正弦波関数表２４からのアドレスされた情報の出力は、
高調波係数ではなくて一定の値が乗算される。正弦波関
数表２４をアドレスするアドレス情報は、Ｎの数値を決
定するために語カウンタ１９を用いて計算される。ゲー
ト２２は実行制御回路からの線１０６によって閉じられ
、加算器−アキュムレータ２１はその機能が抑止される
。そこでＦＭモードの語カウンタ１９の出力は、第２の
正弦波関数表１２４をアドレスするために、加算器−ア
キュムレータ２１を経て直接にメモリアドレスデコーダ
１２３の入力へ転送される。第１の正弦波関数表２４と
同じく、正弦波関数表１２４はＮ／３２の３２の正弦波
関数値を記憶している。

語カウンタ１９によって正弦波関数表１２４から読み出
される連続的正弦波関数値には、それぞれスケーラ１０
４によりスケールファクタＭが乗算される。Ｍの値は入
力偏移制御信号によって決定される。この人力偏移制御
信号は、例えばＭｌ。

Ｍ２など一定の値から手動で選ぶこともできるし、或い
はスイッチ１００によって複音シンセサイザのアタック
／レリーズ発生器１０３から誘導されることもでき、従
って変化する音色効果を発生させる時間の関数としてＭ
を変化させることができる。

スケーラ１０４の出力は、加算器１０１によって語カウ
ンタ１９からＮの値に加えられ、正弦波関数表２４をア
ドレスするためにメモリアドレスデコーダ２３に印加さ
れる。従って、語カウンタ１９が進む度ごとに、正弦波
関数値は式（２）のＸ９の数値に対応して主レジスタ３
４へ転送される。

Ｎが３２をカウントすると、主レジスタ３４に記憶され
るＸの値は３２個となり、計算サイクルが完了する。こ
のことにより、複音シンセサイザについて上述した同時
係属出願に述べた方法によって、音調シフトレジスタ３
５へ転送するための主データリストが与えられる。

正弦波関数表２４は、Ｏ’−Ｎ＋Ｍ’≦３２　でｓ　ｉ
　ｎ　（π／３２　　（Ｎ＋Ｍ’）　）のイ直を記ｔａ
シている固定メモリで構成される。メモリアドレス・デ
コーダ２３は、独立変数（ａｒｇｕｍｅｎｔ）Ｎ＋Ｍ’
　　（但しＭは３２／ｙｃＭｓｉ　ｎ　（ｙｃＮ／３２
）に等しい）に対応して正弦波関数表２４から正弦波関
数値をアクセスする。Ｎ＋Ｍ　’は記憶された正弦関数
値のアドレスと正確に一致しないことがあるかもしれな
い。しかし、デコーダ２３は、記憶されたもののなかで
も最も近い正弦関数値をアクセスするようにＮ＋Ｍ’の
値を丸める（ｒ。

ｕｎｄ　　ｏ　ｒ　ｆ）。勿論、表の正弦波関数値が大
であればあるほど、正弦波関数値をアドレスする際の丸
め誤差は小さくなるであろう。基本周波数は、音調シフ
トレジスタ３５の移送（シフト）速度によって制御され
るので、この丸めから生じるどんな誤差も不快な可聴雑
音は起こさない。そのような誤差は、高調波内容を僅か
に変更し、従って音質を変える効果を有する。

上記の説明において、本発明は、正弦波関数表２４およ
び１２４の正弦波関数値を使用するものとして述べられ
ているが、楽音に用いられるような周期的波形について
は、その波形を表わすのに一般化した高調波級数を使用
できることは数字的技術では周知である。そのような−
硫化した高調波級数としては、式（１１および（２）に
示した種類のフーリエ級数のほかに、１群の直交関数系
又は直交多項式がある。直交多項式には、ルジャンドル
。

ゲーゲンバウアー、ヤコビ、エルミートの多項式がある
。直交関数系には、正弦波関数、余弦波関数、三角関数
は勿論ウオルシュ（ｗａｌｓｈ）。

ベッセル（Ｂａｓｓｅｌ）関数が含まれる。“直交関数
”という術語は、三角関数と直交多項式とを包括するも
のとして使用されている。

周期的三角波は、特にそのピーク値がその先端を切られ
る場合には、正弦波に近似するものとして使用できるこ
とも周知である。従って、第２図に示すように、別の実
施例では、第２図に示すように正弦波関数表１２４およ
びメモリアドレスデコーダ１２３の代りに位相カウンタ
１１１を置き換えである。位相カウンタは、語カウンタ
１９と同期してカウントされるが、語カウンタが１から
３２までカウントしている間に位相カウンタは１から１
６オでカウントし、それからまた１に戻るように配置さ
れている。次いで位相カウンタ１１１の出力は、スケー
ラ１０４によりＭの値に従ってスケールされ、加算器１
０１によりＮの値に加算され、正弦波関数表２４をアド
レスする。

、ヒ述したように、式（２）は、搬送周波数と変調周波
数が等しい場合に対して説明されたものである。

しかし、搬送周波数と変調周波数との間のその他の関係
を選択することによって、他の音響効果を発生させるこ
とができる。即ち、式（２）は更に一般的な形として次
のように書くことができる。

ＸＮ　＝Ａｓ　ｉｎ　　（πに’Ｎ／３２＋Ｍｓ　ｉｎ
πＫＮ／３２））　　（３１ には便宜上整数として選定しであるが、整数に限定され
るものではない。Ｋを変える効果は、変調周波数ｆｍを
搬送周波数の成る倍数に変えることにある。例えば、若
し、Ｋが２の値をもつように選択されると、偶数高調波
は発生せず、その結果生ずる楽音はクラリネットに似た
音質を有する。

第３図は第１図の変形例を示すもので、乗算器１１０は
、Ｎの値にＫの値を乗算しその積をメモリアドレスデコ
ーダ１２３に印加するように具えられている。Ｋの値は
、例えば音楽家によって手動で選択されてもよい。

項に′を変化させると、楽音の選択された高調波に搬送
波周波数ｆｃを設定することができるが、他方変調周波
数は楽音の基本波に等しく保持される。そのような場合
には、基本周波数にスペクトる。そのような場合には、
基本周波数にスペクトル成分は存在しない。即ち、基本
ピッチは抑圧されている。語カウンタ１９からのＮを加
算器１０１の入力に印加する前にＮに整数定数に′を乗
算することによって第１図におけるに′の変化を実行さ
せることができるが、Ｋ′の整数倍数を得るために、高
調波カウンタ２０および加算器−アキュムレータ２１を
使用することは可能である。実行制御回路１６は、高調
波カウンタ２０をに′の整数値に初期設定する（ｉｎｉ
ｔｉａｌｉｚｅ）。

ついで、加算器−アキュムレータ２１により、高調波カ
ウンタ２０の出力はＮを乗算される。従って、加算器−
アキュムレータ２１の出力は、連続イ直に’Ｎを与える
。

第４図は、連続サイクルの波形と、Ｋおよびに′が１に
等しく　（Ｋ、に’＝１）、Ｍが０から８まで変化する
場合の高調波の電力分布状態を示す。

第５図は第４図と同様であるが、Ｋ＝２である。

第６図は、Ｋ′が１から２０までの整数段階（ステップ
）で変化し、変調指数Ｍが０．４に等しい場合の波形を
示す。Ｍが変化するにつれて、その結果生ずる波形はＭ
−０の純粋な正弦波から、Ｍの値の増加に従って更に高
調波が加わった一層複雑な波形へと変化するのが第４図
から理解されよう。第６図は、基本波の高調波における
側波帯の対称分布が、Ｋ′の整数値が増加する度ごとに
１次高い高調波へ中心周波数をシフトして発生されるこ
とを示している。

主レジスタ３４において形成される主データリストは、
加算器３３を使用する加算処理プロセスを含むので、正
弦波関数表の出力は主レジスタ３４内の既存の波形デー
タに加算することができ、従って多数の異った波形の和
に対応する主データリストを提供する。例えば、正弦波
関数表２４、乗算器２５、高調波係数メモリ２６および
２７を使用して、上記の米国特許第４，０８５，６４４
号において述べた方法によって波形を計算することがで
きる。その後の計算は、本発明のＦＭ技術及び既に主レ
ジスタ３４に記憶された波形データに直接加算され、後
者の計算からえられる波形デ−夕を使用して行なうこと
ができる。従って、主レジスタ３４中の主データ組（セ
ット）は、結合された波形と一致する。その代りに、主
レジスタ３４の内容は、幾つかの変数に、に’およびＭ
のうちのどれかが変更される幾つかのＦＭ計算の累算結
果であってもよい。この加算技術を用いることによって
、成るより高い高調波のｇ（ｐｏｗｅｒ）は、基本波又
は中間高調波に関して強調され、アナログ型楽音シンセ
サイザに用いられるＱアクセント効果としても知られて
いる共振効果を発生させることができる。

第７図を参照するに、非高調波倍音（ｎ　ｏ　ｎ−ｈａ
ｒｍｏｎｉｃ　　ｏｖｅｒｔｏｎｅ）をもつ楽音を発生
させるのに使用できる第１図の複音シンセサイザ配置の
別の変更例が示されている。第７図の配置において、主
データセットは、“複音シンセサイザ用音調周波数発生
器”と題する「１９７７年１月１０日付出願の米国特許
第４，１１４．４９６号」記載の方法により計算され、
主レジスタ３４に記憶される。本発明の目的のためには
、主レジスタに記憶された主データ組（セット）は、単
純な正弦波に対応してもよく、或いはもつと複雑な波形
と対応してもよい。ここに引用により組み入れられてい
る米国特許第４，０３５，６４４号においては、主デー
タリストは、主レジスタ３４から音調シフトレジスタ３
５へ転送され、更に音調シフトレジスタ３５から加算器
１１Ｂを介してＤ−Ａ変換器へ転送され、音響システム
１１を駆動させるためのアナログ信号を発生する。音調
シフトレジスタ３５は、モジュロ１カウンタとして作動
する加算器−アキュムレータ１１０からの溢れパルス（
ｏｖｅｒｆ　ｌｏｗ　　ｐｕｌｓｅ）によってシフトさ
れる。周波数ナンバーレジスタから抽出された周波数ナ
ンバーＲは、アキュムレータ１１０内でそれ自体へ加算
され、周波数ナンバーは、常に１より小さいナンバーで
あり、発生される楽音の基本波の周波数に関連づけられ
ている。

それ自体に加算される周波数ナンバーＲは、１以上の値
に累算すると、溢れパルス（ｏｖｅｒｆｌｏｗ　　ｐｕ
ｌｓｅ）は、音調シフトレジスタに印加され、次のデー
タサンプルをＤ−ＡｉｔＡｈ４７ヘシフトする。音調シ
フトレジスタ３５がシフトされる速度は、Ｄ−Ａ変換Ｈ
４１がら生じる可聴（オーディオ）信号の基本周波数を
決定する。

本発明によると、加算器−アキュムレータ１１０の内容
は、メモリアドレスデコーダ３０１により正弦波関数表
３０２をアドレスするのに用いられる。正弦波関数表の
出力は、ＩＭによる偏移制御に応答してスケールされ、
加算器−アキュムレータ１１０の内容に加えられる。ス
ケーラ３０３の出力は、正数又は負数であり、加算器−
アキュムレータ１１０に加算される量を増加又は減少さ
せるように動作し、それによって溢れパルス間の時間周
期を変える。その効果は、音調シフトレジスタ３５がシ
フトされる速度を変調し、それによって周波数変調効果
を発生させることである。

本発明は、またコンピュータオルガンについて米国特許
第３，８０９，７８６号に述べられている型の楽音シス
テムにも有効である。この特許に述べられているコンピ
ュータオルガンは、フーリ楽音波形の連続的サンプル点
の振幅を計算する楽音発生器を利用している。波形−Ｌ
の点の振幅は計算されたサンプル である。

但し、Ｗは高調波のナンバーであり、Ｒは楽音波形上の
点の間隔を決定する周波数ナンバーである。サンプリン
グ速度は固定されているのでＲは発生された楽音の基本
周波数を定める。

本発明によるＦＭ動作（ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）モードに
おいては、コンピュータオルガンは、下記の式で表わさ
れるように実時間でデータ点を計算するようになってい
る。

・・・（５） 第８図を参照するに、上記の米国特許第３，８０４．７
８６号に詳しく説明されているコンビュ０４．７８６号
に詳しく説明されているコンピュータオルガンのブロッ
ク図が、本発明によって変更された態様として示されて
いる。コンピュータオルガンをＦＭモードで作動させる
ため、２２８に示す高調波間隔加算器（ｈａｒｍｏｎｉ
ｃ　　１ｎｔｅｒｖａｌ　　ａｄｄｅｒ）は、例えば、
ＦＭモード制御信号により禁止又はバイパスされる。

従って、音調間隔加算器２２５からのナンバーｑＲは、
正弦波関数表２２９をアドレスするためメモリアドレス
デコーダ２３０へ直接印加される。

正弦波関数表からの出力は、高調波振幅乗算器２３３へ
加えられる代りに、ＦＭ動作モードでスケーラ回路２０
１へ直接に接続され、スケーラ回路のスケールファクタ
は偏移制御入力信号Ｍによって制御される。偏移制御信
号は変調指数係数Ｍに算する。スケーラの出力は加算器
２０２へ加えられ、その加算器はそれを値ｑＲへ加算す
る。加算器２０２からの和は第２正弦波関数表２０４を
アドレスするためメモリアドレスデコーダ２０３へ加え
られる。従って値 は正弦波関数表２０４から読み出され、コンピュータオ
ルガンの乗算器２３３を経てアキュムレータ２１６へ加
えられる。高調波係数メモリ２１５から乗算器２３３へ
の入力は、ＦＭモードで作動する時には、乗算器２３３
のもう１つの人力における一定の乗数によって置きかえ
られる。勿論第８図の配置は、第２図および第３図に関
連して上述したのと同じ方法で変更することができるの
で、変調周波数は搬送周波数の倍数にとすることができ
、正弦波関数表２２９の代りに三角波発生器を使用でき
る。ここで注目すべきことは、第８図の配置においては
、変調周波数を搬送波周波数の非整数倍数とすることが
でき、その結果基本周波数又は搬送周波数とは高調波的
には無関係な倍音構造となるということである。そのよ
うな非高調波倍音は、鐘（ベル）又はドラムのような音
などの打撃音（ｐｅｒｃｕｓｓ　ｉｖｅ　　５ｏｕｎｄ
）をシミュレートするのに使用できる。従ってコンピュ
ータオルガンは、乗算器を含むように変更した場合には
、メモリアドレス１３０への入力に係数Ｋを乗算するた
めのメモリアドレスデコーダ２３０の出力に変換され得
る。同様に、加算器２０２への入力ｑＲに係数に′を乗
算するために乗算器を使用し、第１図に関連して上述し
たのと同じ方法で基本周波数に関係ある搬送周波数を変
えることができる。

本発明は、また米国特許第３，７４３，７５５号記載の
メモリアドレスシステムにより変更された米国特許第３
．５１５，７９２号に更に詳しく記載されている型のデ
ジタルオルガンにも組み入れろことができる。第９図は
、この配置に用いたメモリアドレスサブシステムに組み
入れたＦＭ変調システムを示す。位相角レジスタ３０８
の出力は、米国特許第３．７４３，７５５号に述べられ
ているようにサンプル点アドレスレジスタ３０９に直接
に接続される代りに、乗算器３５１を経て加算器４０３
の一方の入力に接続される。ついで加算器４０３の出力
は、サンプル点アドレスレジスタ３０９へ加えられる。

乗算器３５１は、上述の方法で搬送周波数を変化させる
ため、位相角レジスタの出力に係数Ｋを乗算する。位相
角レジスタ３０８の出力もまた正弦波関数表４０１をア
ドレスするために、乗算器３５０を経てメモリアドレス
デコーダへ加えられる。正弦波関数表から読み出された
正弦値は、スケーラ４０２を経て加算器４０３のもう一
方の入力へ接続される。スケーラ４０２は、第１図に関
連して上述したように、一定の信号又は可変信号の何れ
かである偏移制御信号に応答して正弦値に指数係数Ｍを
乗算する。

乗算器１０５は、上記した方法で変調周波数を変化させ
るように位相角レジスタの出力に値Ｋを乗算する。

加算器４０３の出力は、サンプル点アドレスレジスタ３
０９に記憶され、アドレスデコーダ３１０により固定メ
モリ中の正弦波関数表３０１をアドレスするのに用いら
れる。メモリ３０１から読み出された正弦波関数値はア
キュームレータ３０４に記憶され、上記の特許第３，７
４３，７５５号に詳述した方法によりアキュムレータ３
０４からＤ−Ａ変換器へシフトアウトされる。

〔発明の効果〕

本発明によれば従来の周波数変調による楽音発生器の制
限されていた音色合成可能範囲を大きく広げさらに多く
の音色合成が可能となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を組み入れたデジタル楽音発生器のブロ
ック図である。 第２図は第１図の配列を変更したブロック図である。 第３図は第１図の配列を更に変更したブロック図である
。 第４図乃至第６図は第１図の配列の動作を示す波形であ
る。 るため第１図の配列を更に変更したブロック図である。 第８図は本発明を組み入れたコンピュータオルガンのブ
ロック図である。 第９図は本発明を組み入れたデジタルオルガンの部分ブ
ロック図である。 第１図において １４は音調検出割当回路、１５は主クロツク回路、１６
は実行制御回路、１９は語カウンタ、２０は高調波カウ
ンタ、２１は加算器−アキュムレータ、２２はゲート、
２３．２５，１２３はメモリアドレスデコーダ、２６．
２７は高調波係数メモリ、２８は乗算器、３３は加算器
、３４は主レジスタ、４０は音調セレクト回路、４２は
クロックセレクト回路、１０１は加算器、２４，１２４
は正弦波関数表、１０４はスケーラ、１０３はアタック
／レリーズ、１０１は音響システム手続補正書（方式）
　　　　へ 昭和６３年６月３日 特許庁長官　　小　川　邦　夫　殿 １、事件の表示 昭和６３年特許願第１９７４３号 ２、発明の名称　電　子　楽　器 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 住　所　浜松市寺島町２００番地 名　称　（１４１）株式会社　河合楽器製作所代表者　
　河　合　　　　ン荘 ４、代理人 住　所　東京都豊島区南長崎２丁目５番２号発　送　日
　　昭和６３年５月３１日 ６、補正により増加する発明の数　　　なし７、補正の
対象　明細書の図面の簡単な説明の欄１、明細書第２８
頁第２行と第３行の間に下記の文章を挿入する。 「第７図は、第１図の複音シンセサイザ配置の別の変更
例である。」

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 周波数変調により楽音を合成する電子楽器において、 変調波として任意な波形を発生する第１の波形発生手段
   と、 搬送波として高調波を含む任意な波形を発生する第２の
   波形発生手段と、 前記第１の波形発生手段から出力される変調波信号を入
   力とし、与えられる変調指数によつて前記変調波信号の
   量を制御する第１の制御１手段と、前記第１の制御手段
   によつて制御された変調波信号に対応し前記第２の波形
   発生手段から搬送波信号を出力させるよう制御する第２
   の制御手段とを具えたことを特徴とする電子楽器。