JPH02153395A - 電子楽器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子楽器における楽音発生器に関するもので更
に詳しく云えば周波数変調によるディジタル楽音シンセ
サイザの改良に関する。

〔発明の技術的背景〕

楽音発生を目的とした周波数変調技術の使用は、Ｊ、　
Ｍ、　Ｃｈｏｗｉｎｇ著、１周波数変調による複雑なオ
ーディオスペクトロールの合成”と題する論文（Ｊ。

Ａｕｄ、　Ｅｎｇ、　Ｓｏｃ、　、　Ｖｏｌ、　２１．
　Ｎｏ、　７．１９７３年９月、　５２６−５３４頁）
に述べられている。また米国特許箱４．０１８．１２１
号Ｃｈｏｗｎｉｎｇにも、独特な楽音を発生させるため
に周波数変調理論を実行に移すためのデジタルシステム
が述べられている。

周波数変調信号を定義するための一般式は次の通りであ
る ｘ（ｔ）−Ａｓｉｎ（２ｘｆ員＋Ｍｓｉｎ　（２ｘｆｍ
ｔ）］　　（１）但し、ｆｃは搬送波周波数、ｆｍは変
調周波数、Ｍは変調指数である。三角余弦関数（ｔｒｉ
ｇｏｎｏｍｅｔｒｉｃ　ｃｏｓｉｎｅ　ｆｕｎｃｔｉｏ
ｎ）を用いることによって式（１）と全く等しい式が得
られる。周波数変調が側波帯構造をつくり出すことは周
知である。もし、式（１）において、変調周波数ｆｍが
搬送周波数ｆｃに等しくなされると、その結果生じる信
号ｘ　（ｔ）は、搬送波を、搬送波周波数と高調波的（
ｈａｒｍｏｎｉｃａｌｌｙ）に関係した側波帯とから構
成される。搬送波と変調周波数との間のその他の諸関係
は、種々の音色構造をつくり出すであろう。

〔従来技術の問題点〕

しかしながら、この周波数変調による楽音発生器は、鐘
や金管楽器のような独特な音は比較的容易に合成できる
が、ピアノやバイオリンのような一般的な音の合成には
向いていない、というような問題がある。

本発明は、このような点を改良した電子楽器の楽音発生
器を提供する。

〔問題を解決するための手段〕

周波数変調により楽音を合成する電子楽器において、変
調波として任意な波形を発生する第１の波形発生手段と
、搬送波として高調波を含む任意な波形を発する第２の
波形発生手段と、前記第１の波形発生手段から出力され
る変調波信号を入力とし、与えられる変調指数によって
前記変調波信号の量を制御する第１の制御手段と、前記
第１の制御手段によって制御された変調波信号に対応し
前記第２の波形発生手段から搬送波信号を出力させるよ
うに制御する第２の制御手段とを具えることを特徴とす
る。

〔問題解決の方法〕

本発明によれば従来搬送波として使用されていた関数を
サイン（コサイン）関数に限らず高調波成分を含む関数
を搬送波を使用することによってより多彩な楽音発生可
能な周波数変調型楽音発生器を提供する。

〔実施例〕

この発明を更によ（理解するためには、添付の図面を参
照すべきである。

本発明は、米国特許第３．５１５．７９２号に述べられ
ているデジタルオルガン、米国特許第３．８０９．７８
６号に述べられているコンピュータオルガン、或いは１
９７５年８月１１日出願の同時係属出願出願第６０３．
７７６号（特願昭５ｌ−９３５１９）に述べられている
複音シンセサイザのような種々の型のデジタル楽音発生
器或いはデジタル楽音シンセサイザに応用できるもので
あり、その各々はこ＼に参照によって組み込まれている
。

複音シンセサイザに応用した本発明は、第１図のブロッ
ク図に示されている。複音シンセサイザにおいては、発
生される波形の１周期に沿って等間隔におかれた一連の
点の振幅をあられす主データ組（セット）は、計算モー
ドの期間中に計算される。ついでそのデータ組（セット
）は音調シフトレジスタ３５へ転送され、そこから振幅
値は、発生される楽音の基本周波数によって決定される
速度で直列的に変化される（ｓｈｉｆｔ　ｏｕｔ）。シ
フトアウトされたデータ組の連続したデジタル値はＤ−
Ａ変換器７８へ加えられその変換器は、シフトレジスタ
から読み出されたデジタルデータの値の変化とともに振
幅を変化するアナログ電圧を発生させる。

主データ組は、例えば楽音波形の１７２サイクルを構成
する３２の点の振幅を計算し、これら３２の数値を反転
（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔｉｎｇ）　して残りの１７２サ
イクルを構成する更に付加的な３２個の点をえて、楽音
発生器の音調シフトレジスタに６４個の振幅値を提供す
ることによって、計算モードの期間中に発生される。主
データ組中の３２個の数値の各々は、一般的に用いられ
ているフーリエ解析に従って、基本波の対応する３２個
の点の振幅と各高調波とを加算することによって計算さ
れる。各高調波は正弦波であるので、各高調波の諸点は
、正弦波関数表を用いて計算される。正弦波関数表の出
力は、係数表からえられる特定の高調波の振幅係数を乗
算される。いろいろな係数表を選択することによって、
相対的振幅は、従って結果として生じる可聴音の音質は
制御されることができる。

第１図のブロック図に更に詳しく示すように、上記の同
時係属出願に述べた複音シンセサイザは、楽器鍵盤の鍵
が何時押鍵されるかを検出する音調検出・割当（ｄｅｔ
ｅｃｔ　ａｎｄ　ａｓｓｉｇｎｏｒ）回路１４を具えて
いる。音調検出・割当回路１４は、鍵が作動させられて
いるという信号を実行制御回路１６へ送り、実行制御回
路は計算サイクルを開始させる。

回路１４は米国特許第４．０２２．０９８号に詳しく述
べられている。

上記の米国出願第６０３．７６６号（特願昭５１−９３
５１９）に詳しく述べであるように、計算サイクルは、
３２までカウントする語カウンタ１９と、３２までカウ
ントする高調波カウンタによって制御される。実行制御
回路は、語カウンタが主クロ調波カウンタ２０の出力は
、語カウンタが１カウント進める度毎に、ゲート２２を
経て加算器−アキュムレータ２１へ印加される。加算器
−アキュムレータ２１は、高調波カウンタ２０のカウン
ト状態をアキュムレータに累算された値に加算する。

従って、アキュムレータは最初の（第１）高調波に対し
ては１の乗算値を３２回カウントする。第２の高調波に
対しては２の乗算値を、第３の高調波に対しては３の乗
算値をカウントし、以下これに準じる。アキュムレータ
２１の出力は、メモリ・アドレス・デコーダ２３に印加
され、表２４に記憶されている１組の正弦値をアドレス
する。各正弦関数値が表２４から読み出されると、その
関数値には、２６および２７に示すような高調波係数メ
モリのうちの１つからの高調波係数が乗算される。高調
波係数は、高調波カウンタ２０のカウント状態に応じて
メモリーアドレス・デコーダ２５により、選択されたメ
モリにおいてアドレスされるので、各高調波に対して１
つの特定の係数値が与えられる。乗算器２８の出力は、
加算器３３を経て主レジスタ３４へ転送されるが、その
加算器３３は、可聴波形（オーデイオ波形）の１７２サ
イクルの３２のサンプル点の各々について、各高調波の
振幅を前に計算された高調波の総和に加算する。計算サ
イクルが完了した時点において、主レジスタ３４は、発
生される楽音の所望の波形の１／２サイクルを構成する
等間隔に配置された３２の点の振幅に対応する３２語を
具える。３２の点の計算は３２回（り返されねばならな
いこと、即ちシステムが設計されている３２の高調波の
各々について１回づつ計算されねばならないことが理解
される。従って、主レジスタ３４のマタスーデータセッ
ト組を計算するためには、全部で３２×３２の乗算が必
要である。

計算モードが完了した時点において、その３２語は、鍵
盤上で押鍵された鍵のピッチによって決まるクロック周
波数を有する音調クロックパルスと同期して音調シフト
レジスタ３５へ転送される。

ひとたび音調シフトレジスタ３５が主レジスタ３４から
負荷されると、点ごとの振幅情報が直列的にＤ−Ａ変換
器７８へシフトされ、該変換器は連続的な語を所望の波
形及び周波数を有するアナログ電圧に変換する。Ｄ−Ａ
変換器の出力は、可聴音（オーディオトーン）を再生す
るために音響システム１１へ加えられる。

本発明は、上述した周波数変調の理論を用いて、主レジ
スタ３４内の主データリストを計算するための著しく単
純化した配置を提供する。式（１）は不連続（ｄ　１ｓ
ｃｒｅｔｅ）時系列として下記の形に書き変えることが
できる。

ＸＮ　　＝Ａ　ｓｉｎ［πＮ／３２　　＋　Ｍ　５ｉｎ
（πＮ／３２）］＝（２）Ｎ＝１．２　　・・・６４ 式（２）の不連続時系列は、変調周波数ｆｍが搬送波周
波数ｆｃに等しく、１周期あたり６４のサンプル点を有
する波形用に書かれているという仮定に基づいている。

しかし、ＸＮはＮの中央の範囲について奇対称（ｏｄｄ
　ｓｙｍｍｅｔｒｙ）を示すので、Ｎの最初の３２の値
だけを計算すればよい。残りの３２の値は、最初の３２
の値の順序を反転し、逆転することによって得られる。

式（２）によって３２の値を計算し、それらの値を計算
モードの期間中に主レジスタ３４に負荷するためには、
第１図に示すような上述の複音シンセサイザは下記の方
法で部分修正される。Ｆ　Ｍモードで作動させる場合は
、正弦波関数表２４は、Ｎの６値およびＭの所定値につ
いて式（２）のカッコ内の量の値を決定することによっ
てアドレスされる。

実行制御回路からの線１０５上の信号に応答して、正弦
波関数表２４からのアドレスされた情報の出力は、高調
波係数ではなくて一定の値が乗算される。正弦波関数表
２４をアドレスするアドレス情報は、Ｎの数値を決定す
るために語カウンタ１９を用いて計算される。ゲート２
２は実行制御回路からの線１０６によって閉じられ、加
算器−アキュムレータ２１はその機能が抑止される。そ
こでＦＭモードの語カウンタ１９の出力は、第２の正弦
波関数表１２４をアドレスするために、加算器−アキュ
ムレータ２１を経て直接にメモリアドレスデコーダ１２
３の入力へ転送される。第１の正弦波関数表２４と同じ
く、正弦波関数表１２４はＮ／３２の３２の正弦波関数
値を記憶している。

語カウンタ１９によって正弦波関数表１２４から読み出
される連続的正弦波関数値には、それぞれスケーラ１０
４によりスケールファクタＭが乗算される。Ｍの値は入
力偏移制御信号によって決定される。この人力偏移制御
信号は、例えばＭ　＋　、　Ｍ　２など一定の値から手
動で選ぶこともできるし、或いはスイッチ１００によっ
て複音シンセサイザのアタック／レリーズ発生器１０３
から誘導されることもでき、従って変化する音色効果を
発生させる時間の関数としてＭを変化させることができ
る。

スケーラ１０４の出力は、加算器１０１によって語カウ
ンタ１９からＮの値に加えられ、正弦波関数表２４をア
ドレスするためにメモリアドレスデコーダ２３に印加さ
れる。従って、語カウンタ１９が進む度ごとに、正弦波
関数値は式（２）のＸＮの数値に対応して主レジスタ３
４へ転送される。

Ｎが３２をカウントすると、主レジスタ３４に記憶され
るＸの値は３２個となり、計算サイクルが完了する。こ
のことにより、複音シンセサイザについて上述した同時
係属出願に述べた方法によって、音調シフトレジスタ３
５へ転送するための主データリストが与えられる。

正弦波関数表２４は、０≦Ｎ＋Ｍ’≦３２でｓｉｎ［π
／３２（Ｎ＋Ｖ）］の値を記憶している固定メモリで構
成される。メモリアドレス・デコーダ２３は、独立変数
（ａｒｇｕｍｅｎｔ）Ｎ　＋　Ｍ　’　　（但しＭ′は
３２／πＭ　５ｉｎ（πＮ／３２）に等しい）に対応し
て正弦波関数表２４から正弦波関数値をアクセスする。

Ｎ＋Ｍ′は記憶された正弦関数値のアドレスと正確に＝
致しないことがあるかもしれない。しかし、デコーダ２
３は、記憶されたもののなかで最も近い正弦関数値をア
クセスするようにＮ＋Ｍ’の値を丸める（ｒｏｕｎｄ　
ｏｆｆ）。勿論、表の正弦波関数値が大であればあるほ
ど、正弦波関数値をアドレスする際の丸め誤差は小さく
なるであろう。基本周波数は、音調シフトレジスタ３５
の移送（シフト）速度によって制御されるので、この丸
めから生じるどんな誤差も明快な可聴雑音は起こさない
。そのような誤差は、高調波内容を僅かに変更し、従っ
て音質を変える効果を有する。

上記の説明において、本発明は、正弦波関数表２４およ
び１２４の正弦波関数値を使用するものとして述べられ
ているが、楽音に用いられるような周期的波形について
は、その波形を表わすのに一般化した高調波級数を使用
できることは数字的技術では周知である。そのような−
膜化した高調波級数としては、式（１）および（２）に
示した種類のフーリエ級数のほかに、１群の直交関数系
又は直交多項式がある。直交多項式には、ルジャンドル
。

ゲーゲンバウアー、ヤコビ、エルミートの多項式がある
。直交関数系には、正弦波関数、余弦波関数、三角関数
は勿論ウオルシュ（ｗａｌｓｈ）　、ベッセル（Ｂａｓ
ｓｅｌ）関数が含まれる。“直交関数“という術語は、
三角関数と直交多項式とを包括するものとして使用され
ている。

周期的三角波は、特にそのピーク値がその先端を切られ
る場合には、正弦波に近似するものとして使用できるこ
とも周知である。従って、第２図に示すように、別の実
施例では、第２図に示すように正弦波関数表１２４およ
びメモリアドレスデコーダ１２３の代りに位相カウンタ
１１１を置き換えである。位相カウンタは、語カウンタ
１９と同期してカウントされるが、語カウンタが１から
３２までカウントしている間に位相カウンタは１から１
６までカウントし、それからまた１に戻るように配置さ
れている。次いで位相カウンタ１１■の出力は、スケー
ラ１０４によりＭの値に従ってスケールされ、加算器１
０１によりＮの値に加算され、正弦波関数表２４をアド
レスする。

上述したように、式（２）は、搬送周波数と変調周波数
が等しい場合に対して説明されたものである。

しかし、搬送周波数と変調周波数との間のその他の関係
を選択することによって、他の音響効果を発生させるこ
とができる。即ち、式（２）は更に一般的な形として次
のように書くことができる。

ＸＮ　＝Ａｓｉｎ［πに’Ｎ／３２　＋　ＭｓｉｎπＫ
Ｎ／３２）］　　（３）Ｋは便宜上整数として選定しで
あるが、整数に限定されるものではない。Ｋを変える効
果は、変調周波数ｆｍを搬送周波数の成る倍数に変える
ことにある。例えば、若し、Ｋが２の値をもつように選
択されると、奇数高調波は発生せず、その結果束ずる楽
音はクラリネットに似た音質を有する。

第３図は第１図の変形例を示すもので、乗算器１１０は
、Ｎの値にＫの値を乗算しその積をメモリアドレスデコ
ーダ１２３に印加するように具えられている。Ｋの値は
、例えば音楽家によって手動で選択されてもよい。

項に′を変化させると、楽音の選択された高調波に搬送
波周波数ｆｃを設定することができるが、他方変調周波
数は楽音の基本波に等しく保持される。そのような場合
には、基本周波数にスペクトル成分は存在しない、即ち
、基本ピッチは抑圧されている。語カウンタ１９からの
Ｎを加算器１０１の入力に印加する前にＮに整数定数に
′を乗算することによって第１図におけるに′の変化を
実行させることができるが、Ｋ′の整数倍数を得るため
に、高調波カウンタ２０および加算器−アキュムレータ
２１を使用することは可能である。実行制御回路１６は
、高調波カウンタ２０をに′の整数値に初期設定する（
ｉｎｉｔｉａｌｉｚｅ）。ついで、加算器−アキュムレ
ータ２１により、高調波カウンタ２０の出力はＮを乗算
される。従って、加算器−アキュムレータ２１の出力は
、連続値に’Ｎを与える。

第４図は、連続サイクルの波形と、Ｋおよびに′が１に
等しく　（Ｋ、に’　＝１）、Ｍが０から８まで変化す
る場合の高調波の電力分布状態を示す。

第５図は第４図と同様であるが、Ｋ＝２である。

第６図は、Ｋ′が１から２０までの整数段階（ステップ
）で変化し、変調指数Ｍが０．４に等しい場合の波形を
示す。Ｍが変化するにつれて、その結果束ずる波形はＭ
＝０の純粋な正弦波から、Ｍの値の増加に従って更に高
調波が加わった一層複雑な波形へと変化するのが第４図
から理解されよう。第６図は、基本波の高調波における
側波帯の対称分布が、Ｋ′の整数値が増加する度ごとに
１次高い高調波へ中心周波数をシフトして発生されるこ
とを示している。

主レジスタ３４において形成される主データリストは、
加算器３３を使用する加算処理プロセスを含むので、正
弦波関数表の出力は主レジスタ３４内の既存の波形デー
タに加算することができ、従って多数の異った波形の和
に対応する主データリストを提供する。例えば、正弦波
関数表２４゜乗算器２５．高調波係数メモリ２６および
２７を使用して、上記の同時係属出願において述べた方
法によって波形を計算することができる。その後の計算
は、本発明のＦＭ技術及び既に主レジスタ３４に記憶さ
れた波形データに直接加算され、後者の計算からえられ
る波形データを使用して行なうことができる。従って、
主レジスタ３４中の主データ組（セット）は、結合され
た波形と一致する。その代りに、主レジスタ３４の内容
は、幾つかの変数に、に’およびＭのうちのどれかが変
更される幾つかのＦＭ計算の累算結果であってもよい。

この加算技術を用いることによって、成るより高い高調
波の幕（ｐｏｗｅｒ）は、基本波又は中間高調波に関し
て強調され、アナログ型楽音シンセサイザに用いられる
Ｑアクセント効果としても知られている共振効果を発生
させることができる。

第７図を参照するに、非高調波倍音（ｎｏｎｈａｒｍｏ
ｎｉｅ　ｏｖｅｒｔｏｎｅ）をもつ楽音を発生させるの
に使用できる第１図の複音シンセサイザ配置の別の変更
例が示されている。第７図の配置において、主データセ
ットは、″複音シンセサイザ用音調周波数発生器”と題
する１９７７年１月ｌＯ日付出願の同時係属米国出願第
７５８．０１０号（特願昭５３−１０４１号）記載の方
法により計算され、主レジスタ３４に記憶される。本発
明の目的のためには、主レジスタに記憶された主データ
組（セット）は、単純な正弦波に対応してもよく、或い
はもつと複雑な波形と対応してもよい。ここに引用によ
り組み入れられている同時係属米国出願箱７５８．０１
０号（特願昭５３−１０４１）においては、主データリ
ストは、主レジスタ３４から音調シフトレジスタ３５へ
転送され、更に音調シフトレジスタ３５から加算器１１
８を介してＤ−Ａ変換器へ転送され、音響システム１１
を駆動させるためのアナログ信号を発生する。音調シフ
トレジスタ３５は、モジュロ１カウンタとして作動する
加算器−アキュムレータ１１０からの溢れパルス（ｏｖ
ｅｒｆｌｏｗ　ｐｕＩｓｅ）によってシフトされる。周
波数ナンバーレジスタから抽出された周波数ナンバーＲ
は、アキュムレータ１１０内でそれ自体へ加算され、周
波数ナンバーは、常に１より小さいナンバーであり、発
生される楽音の基本波の周波数に関連づけられている。

それ自体に加算される周波数ナンバーＲは、１以上の値
に累算すると、溢れパルス（ｏｖｅｒｆｌｏｗ　ｐｕｌ
ｓｅ）は、音調シフトレジスタに印加され、次のデータ
サンプルをＤ−Ａ変換器４７ヘシフトする。音調シフト
レジスタ３５がシフトされる速度は、Ｄ−Ａ変換器４７
から生じる可聴（オーディオ）信号の基本周波数を決定
する。

本発明によると、加算器−アキュムレータ１１０の内容
は、メモリアドレスデコーダ３０１により正弦波関数表
３０２をアドレスするのに用いられる。正弦波関数表の
出力は、量Ｍによる偏移制御に応答してスケールされ、
加算器−アキュムレ−タ１１０の内容に加えられる。ス
ケーラ３０３の出力は、正数又は負数であり、加算器−
アキュムレータ１１０に加算される量を増加又は減少さ
せるように動作し、それによって溢れパルス間の時間周
期を変える。その効果は、音調シフトレジスタ３５がシ
フトされる速度を変調し、それによって周波数変調効果
を発生させることである。

本発明は、またコンピュータオルガンについて米国特許
第３．８０９．７８６号に述べられている型の楽音シス
テムにも有効である。この特許に述べられているコンピ
ュータオルガンは、フーリエ型合成アルゴリズム（算法
）を用いて実時間で楽音波形の連続的サンプル点の振幅
を計算する楽音発生器を利用している。波形上の点の振
幅は計算されたサンプル である。

但し、Ｗは高調波のナンバーであり、Ｒは楽音波形上の
点の間隔を決定する周波数ナンバーである。サンプリン
グ速度は固定されているのでＲは発生された楽音の基本
周波数を定める。

本発明によるＦＭ動作（ｏｐｅｒａｔ　１ｏｎ）モード
においては、コンピュータオルガンは、下記の式で表わ
されるように実時間でデータ点を計算するようになって
いる。

第８図を参照するに、上記の米国特許第３．８０４゜７
８６号に詳しく説明されているコンピュータオルガンの
ブロック図が、本発明によって変更された態様として示
されている。コンピュータオルガンをＦＭモードで作動
させるため、２２８に示す高調波間隔加算器（ｈａｒｍ
ｏｎｉｃ　１ｎｔｅｒｖａｌ　ａｄｄｏｒ）は、例えば
、ＦＭモード制御信号により禁止又はバイパスされる。

従って、音調間隔加算器２２５からのナンバーｑＲは、
正弦波関数表２２９をアドレスするためメモリアドレス
デコーダ２３０へ直接印加される。正弦波関数表からの
出力は、高調波振幅乗算器２３３へ加えられる代りに、
Ｆ　Ｉ’ｖｉ動作モードでスケーラ回路２０１へ直接に
接続され、スケーラ回路のスケールファクタは偏移制御
入力信号Ｍによって制御される。偏移制御信号は変調で
ある。従ってスケーラ２０１は正弦関数値に変調指数を
乗算する。スケーラの出力は加算器２０２へ加えられ、
その加算器はそれを値ｑＲへ加算する。加算器２０２か
らの和は第２正弦波関数表２０４をアドレスするためメ
モリアドレスデコーダ２０３へ加えられる。従って値 は正弦波関数表２０４から読み出され、コンピュータオ
ルガンの乗算器２３３を経てアキュムレータ２１６へ加
えられる。高調波係数メモリ２１５から乗算器２３３へ
の入力は、ＦＭモードで作動する時には、乗算器２３３
のもう１つの入力における一定の乗数によって置きかえ
られる。勿論第８図の配置は、第２図および第３図に関
連して上述したのと同じ方法で変更することができるの
で、変調周波数は搬送周波数の倍数にとすることができ
、正弦波関数表２２９の代りに三角波発生器を使用でき
る。ここで注目すべきことは、第８図の配置においては
、変調周波数を搬送波周波数の非整数倍数とすることが
でき、その結果基本周波数又は搬送周波数とは高調波的
には無関係な倍音構造となるということである。そのよ
うな非高調波倍音は、鐘（ベル）又はドラムのような音
などの打撃音（ｐｅｒｃｕｓｓｉｖｅ　５ｏｕｎｄ）を
シミュレートするのに使用できる。従ってコンピュータ
オルガンは、乗算器を含むように変更した場合には、メ
モリアドレス１３０への入ツノに係数に′を乗算するた
めのメモリアドレスデコーダ２３０の出力に変換され得
る。同様に、加算器２０２への入力ｑＲに係数Ｋを乗算
するために乗算器を使用し、第１図に関連して上述した
のと同じ方法で基本周波数に関係ある搬送周波数を変え
ることができる。

本発明は、また米国特許第３．７４３．７５５号記載の
メモリアドレスシステムにより変更された米国特許第３
．５１５．７９２号に更に詳しく記載されている型のデ
ジタルオルガンにも組み入れることができる。

第９図は、この配置に用いたメモリアドレスサブシステ
ムに組み入れたＦＭ変調システムを示す。

位相角レジスタ３０８の出力は、米国特許第３，７４３
、７５５号に述べられているようにサンプル点アドレス
レジスタ３０９に直接に接続される代りに、乗算器３５
１を経て加算器４０３の一方の入力に接続される。つい
で加算器４０３の出力は、サンプル点アドレスレジスタ
３０９へ加えられる。乗算器３５１は、上述の方法で搬
送周波数を変化させるため、位相角レジスタの出力に係
数Ｋを乗算する。位相角レジスタ３０８の出力もまた正
弦波関数表４０１をアドレスするために、乗算器３５０
を経てメモリアドレスデコーダへ加えられる。

正弦関数表から読み出された正弦値は、スケーラ４０２
を経て加算器４０３のもう一方の入力へ接続される。ス
ケーラ４０２は、第１図に関連して上述したように、一
定の信号又は可変信号の何れかである偏移制御信号に応
答して正弦値に指数係数Ｍを乗算する。乗算器１０５は
、上記した方法で変調周波数を変化させるように位相角
レジスタの出力に値Ｋを乗算する。

加算器４０３の出力は、サンプル点アドレスレジスタ３
０９に記憶され、アドレスデコーダ３１０により固定メ
モリ中の正弦波関数表３０１をアドレスするのに用いら
れる。メモリ３０１から読み出された正弦波関数値はア
キュムレータ３０４に記憶され、上記の特許第３．７４
３．７５５号に詳述した方法によりアキュムレータ３０
４からＤ−Ａ変換器へシフトアウトされる。

〔発明の効果〕

本発明によれば従来の周波数変調による楽音発生器の制
限されていた音色合成可能範囲を太き（広げさらに多く
の音色合成が可能となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を組み入れたデジタル楽音発生器のブロ
ック図である。 第２図は第１図の配列を変更したブロック図である。 第３図は第１図の配列を更に変更したブロック図である
。 第４図乃至第６図は第１図の配列の動作を示す波形であ
る。 第７図は非高調波倍音を有する楽音を発生させるため第
１図の配列を更に変更したブロック図である。 第８図は本発明を組み入れたコンピュータオルガンのブ
ロック図である。 第９図は本発明を組み入れたデジタルオルガンの部分ブ
ロック図である。 第１図において

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 周波数変調により楽音を合成する電子楽器において、 変調波として任意な波形を発生する第１の波形発生手段
   と、 搬送波として高調波を含む任意な波形を発生する第２の
   波形発生手段と、 前記第１の波形発生手段から出力される変調波信号を入
   力とし、与えられる変調指数によつて前記変調波信号の
   量を制御する第１の制御手段と、前記第１の制御手段に
   よつて制御された変調波信号に対応し前記第２の波形発
   生手段から搬送波信号を出力させるよう制御する第２の
   制御手段と、を具えることを特徴とする電子楽器。