JP2504179B2 - ノイズ音発生装置 - Google Patents
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/131—Mathematical functions for musical analysis, processing, synthesis or composition
- G10H2250/145—Convolution, e.g. of a music input signal with a desired impulse response to compute an output
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/471—General musical sound synthesis principles, i.e. sound category-independent synthesis methods
- G10H2250/481—Formant synthesis, i.e. simulating the human speech production mechanism by exciting formant resonators, e.g. mimicking vocal tract filtering as in LPC synthesis vocoders, wherein musical instruments may be used as excitation signal to the time-varying filter estimated from a singer's speech
- G10H2250/495—Use of noise in formant synthesis
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- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、無声音（子音）や口笛の音または自然楽
器のアタック部分の音のようなフォルマント形状を有す
るノイズ音を電気的に合成するノイズ音発生装置に関
し、特に、フォルマント形状のピークが急峻なスペクト
ル特性を有するノイズ音の合成が可能なノイズ音発生装
置に関する。
器のアタック部分の音のようなフォルマント形状を有す
るノイズ音を電気的に合成するノイズ音発生装置に関
し、特に、フォルマント形状のピークが急峻なスペクト
ル特性を有するノイズ音の合成が可能なノイズ音発生装
置に関する。
［従来技術］ 無声音（子音）や口笛の音または自然楽器のアタック
部分の音は、振幅スペクトル分布が特定の周波数にピー
クを有するフォルマント形状をしている。
部分の音は、振幅スペクトル分布が特定の周波数にピー
クを有するフォルマント形状をしている。
従来、このようなフォルマント形状を有するノイズ音
は、特定の周波数に共振点を有するバンドパスフィルタ
などを用いることにより実現していた。
は、特定の周波数に共振点を有するバンドパスフィルタ
などを用いることにより実現していた。
ところで、音声が無声音（ノイズ音）から有声音（母
音すなわちフォルマント音）へ遷移する過程（フォルマ
ント軌跡）、口笛の音高が変化する過程、または自然楽
器のアタック部分から定常もしくはディケイ部分（フォ
ルマント音部分）へ遷移する過程等を観察すると、上記
フォルマント形状のピーク周波数（以下、フォルマント
中心周波数という）は連続的に変化する。特に、無声音
から有声音に継続する際には、無声音のフォルマント中
心周波数から有声音のフォルマント中心周波数へ連続的
に変化する。
音すなわちフォルマント音）へ遷移する過程（フォルマ
ント軌跡）、口笛の音高が変化する過程、または自然楽
器のアタック部分から定常もしくはディケイ部分（フォ
ルマント音部分）へ遷移する過程等を観察すると、上記
フォルマント形状のピーク周波数（以下、フォルマント
中心周波数という）は連続的に変化する。特に、無声音
から有声音に継続する際には、無声音のフォルマント中
心周波数から有声音のフォルマント中心周波数へ連続的
に変化する。
したがって、人声、口笛の音および自然楽器音等の忠
実な合成音を形成するためには、無声音のフォルマント
中心周波数を連続的に変化させなければならない。
実な合成音を形成するためには、無声音のフォルマント
中心周波数を連続的に変化させなければならない。
しかしながら、バンドパスフィルタの共振周波数をリ
アルタイムで連続的に動かすことは、特にディジタルフ
ィルタでは困難である。すなわち、上記従来法では、フ
ォルマント中心周波数を細かく任意に動かすことは困難
ないし不可能であった。
アルタイムで連続的に動かすことは、特にディジタルフ
ィルタでは困難である。すなわち、上記従来法では、フ
ォルマント中心周波数を細かく任意に動かすことは困難
ないし不可能であった。
フォルマント形状を有するノイズ音を合成する他の方
式としては、第２図（ｂ）に示すような右下がりのスペ
クトル特性を有するノイズ波形と、周波数foの周期波形
（例えば正弦波）とを乗算する方式が考えられる。この
場合、第２図（ｃ）に示すような周期波形の周波数foを
中心周波数とし、上記右下がり形状が左右対称に現われ
たフォルマント形状の振幅スペクトルを有するノイズ音
が形成される。この方式によれば、バンドパスフィルタ
を用いる従来例の1/2の次数の一方（右）下がり特性の
フィルタで従来例と同じ左右に立ち下がるノイズ音を合
成することができ、フィルタの次数が少ないため、実質
的にリアルタイムとみなし得る程の高速演算が可能であ
る。
式としては、第２図（ｂ）に示すような右下がりのスペ
クトル特性を有するノイズ波形と、周波数foの周期波形
（例えば正弦波）とを乗算する方式が考えられる。この
場合、第２図（ｃ）に示すような周期波形の周波数foを
中心周波数とし、上記右下がり形状が左右対称に現われ
たフォルマント形状の振幅スペクトルを有するノイズ音
が形成される。この方式によれば、バンドパスフィルタ
を用いる従来例の1/2の次数の一方（右）下がり特性の
フィルタで従来例と同じ左右に立ち下がるノイズ音を合
成することができ、フィルタの次数が少ないため、実質
的にリアルタイムとみなし得る程の高速演算が可能であ
る。
また、特開昭56−64396号には、楽音信号とノイズ信
号とを乗算することにより１つ押下鍵に対しあたかも複
数の楽器が同時演奏されているかのようなアンサンブル
演奏効果を付与する技術が開示されている。
号とを乗算することにより１つ押下鍵に対しあたかも複
数の楽器が同時演奏されているかのようなアンサンブル
演奏効果を付与する技術が開示されている。
しかしながら、これらの周期波形または楽音信号とノ
イズ信号とを単純に乗算するだけでは、口笛のように任
意の周波数帯域に鋭いピークを持つノイズ音は得られな
かった。
イズ信号とを単純に乗算するだけでは、口笛のように任
意の周波数帯域に鋭いピークを持つノイズ音は得られな
かった。
［発明が解決しようとする課題］ この発明は、フォルマント形状の中心に鋭いピークを
有するノイズ音を合成するとともにこのフォルマント中
心周波数の任意、かつ容易な移動が可能なノイズ音発生
装置を提供することを目的とする。
有するノイズ音を合成するとともにこのフォルマント中
心周波数の任意、かつ容易な移動が可能なノイズ音発生
装置を提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため、この発明のノイズ音発生装
置は、右下がりのスペクトル特性を有するノイズ信号波
形を発生するノイズ信号発生手段と、このノイズ信号波
形にDC成分を付加するDC成分付加手段と、所定周波数の
周期波形を発生する周期関数発生手段と、上記DC成分を
付加されたノイズ信号と上記周期波形とを乗算する乗算
手段とを具備している。
置は、右下がりのスペクトル特性を有するノイズ信号波
形を発生するノイズ信号発生手段と、このノイズ信号波
形にDC成分を付加するDC成分付加手段と、所定周波数の
周期波形を発生する周期関数発生手段と、上記DC成分を
付加されたノイズ信号と上記周期波形とを乗算する乗算
手段とを具備している。
［作用］ この発明では、右下がり特性を有するノイズ波形と上
記周期波形とを乗算することにより、ノイズ音を合成し
ている。
記周期波形とを乗算することにより、ノイズ音を合成し
ている。
このノイズ音合成方式は、「周波数領域の畳込みは、
時間領域の積に変形することができる」という周波数畳
込み定理を基本原理とするものである。第１図は、この
周波数畳込み定理を、余弦波形ｈ（ｔ）と方形波形ｘ
（ｔ）とについて図解したものである。同図において、
二重線の６角形はその上下のものがフーリエ変換対であ
ることを示す。
時間領域の積に変形することができる」という周波数畳
込み定理を基本原理とするものである。第１図は、この
周波数畳込み定理を、余弦波形ｈ（ｔ）と方形波形ｘ
（ｔ）とについて図解したものである。同図において、
二重線の６角形はその上下のものがフーリエ変換対であ
ることを示す。
第１図から、時間領域でｈ（ｔ）＊ｘ（ｔ）なる乗算
を実行することにより、周波数領域においては余弦波ス
ペクトルＨ（ｆ）と方形波スペクトルＸ（ｆ）との畳込
みが行なわれることが理解される。
を実行することにより、周波数領域においては余弦波ス
ペクトルＨ（ｆ）と方形波スペクトルＸ（ｆ）との畳込
みが行なわれることが理解される。
したがって、フォルマント中心周波数は、上記周期波
形によって定まり、この周期波形の周波数を可変するこ
とにより、任意、かつ容易に可変することができる。
形によって定まり、この周期波形の周波数を可変するこ
とにより、任意、かつ容易に可変することができる。
従来のディジタル的ノイズ発生器としては、例えばＭ
系列発生法および乗算合同法を適用したホワイトノイズ
発生器が周知である。
系列発生法および乗算合同法を適用したホワイトノイズ
発生器が周知である。
Ｍ系列発生法は、フィードバックループを含む１ビッ
トＮ段のシフトレジスタにより構成されるもので、１周
期が2N−１ビットのＭ系列符号を発生する。例えばシフ
トレジスタ駆動用クロックの周波数を50kHzとすると、
このＭ系列符号の繰返し周波数は、Ｎ＝20のとき約0.04
5Hz、Ｎ＝30のとき約0.000023Hzとなる。
トＮ段のシフトレジスタにより構成されるもので、１周
期が2N−１ビットのＭ系列符号を発生する。例えばシフ
トレジスタ駆動用クロックの周波数を50kHzとすると、
このＭ系列符号の繰返し周波数は、Ｎ＝20のとき約0.04
5Hz、Ｎ＝30のとき約0.000023Hzとなる。
乗算合同法は、xn+1＝axn（mod2s）の演算によりノイ
ズ波形データを発生するコンピュータ内の乱数発生法と
して周知の方法である。上式において、ｓは演算精度
（ビット数）であり、axn（mod2s）はaxnを2sで割った
余りを示す。この乗算合同法においても最低周波数は、
計算レートとビット数ｓによって定まり、上記Ｍ系列発
生法とほぼ同じオーダーとなる。
ズ波形データを発生するコンピュータ内の乱数発生法と
して周知の方法である。上式において、ｓは演算精度
（ビット数）であり、axn（mod2s）はaxnを2sで割った
余りを示す。この乗算合同法においても最低周波数は、
計算レートとビット数ｓによって定まり、上記Ｍ系列発
生法とほぼ同じオーダーとなる。
いずれの方法によっても周波数０のDC成分は含まれ
ず、このため、このノイズ波形を乗算して得られるノイ
ズ音にはfo±０の成分、つまりフォルマント中心周波数
成分は含まれない。すなわち、周期波形とノイズ信号と
を乗算した場合、実際に合成されるノイズ音のスペクト
ルは、第２図（ｆ）に示すようにフォルマント中心周波
数foが欠けたものとなってしまい、口笛のように任意の
周波数帯域に鋭いピークを持つノイズ音は得られない。
ず、このため、このノイズ波形を乗算して得られるノイ
ズ音にはfo±０の成分、つまりフォルマント中心周波数
成分は含まれない。すなわち、周期波形とノイズ信号と
を乗算した場合、実際に合成されるノイズ音のスペクト
ルは、第２図（ｆ）に示すようにフォルマント中心周波
数foが欠けたものとなってしまい、口笛のように任意の
周波数帯域に鋭いピークを持つノイズ音は得られない。
この発明においては、乗算前に右下がりスペクトルを
有するノイズ波形にDC成分を付加したため、このノイズ
波形が第２図（ｄ）に示すように、DC側へ向かって急峻
なスペクトル分布を有するものとなり、このスペクトル
分布がフォルマント中心周波数foを中心として左右対称
に現われるフォルマント形状も第２図（ｅ）に示すよう
に急峻なピークを有するものとなる。
有するノイズ波形にDC成分を付加したため、このノイズ
波形が第２図（ｄ）に示すように、DC側へ向かって急峻
なスペクトル分布を有するものとなり、このスペクトル
分布がフォルマント中心周波数foを中心として左右対称
に現われるフォルマント形状も第２図（ｅ）に示すよう
に急峻なピークを有するものとなる。
この発明の１つの態様においては、先ず、ホワイトノ
イズを発生するようにしている。このようなホワイトノ
イズは、上述したようなＭ系列符号発生法や乗算合同法
等を適用することにより比較的簡略に発生することがで
きる。また、この態様では、次に、発生したホワイトノ
イズのスペクトル特性をローパスフイルタのようなスペ
クトル加工手段を用いて右下がりに加工する。このよう
なローパスフイルタとしては、例えばディジタルフィル
タを用いることができ、少数のパラメータを与えること
で上記右下がり特性の傾きやカットオフ周波数等を比較
的自由、かつ容易に可変することができる。
イズを発生するようにしている。このようなホワイトノ
イズは、上述したようなＭ系列符号発生法や乗算合同法
等を適用することにより比較的簡略に発生することがで
きる。また、この態様では、次に、発生したホワイトノ
イズのスペクトル特性をローパスフイルタのようなスペ
クトル加工手段を用いて右下がりに加工する。このよう
なローパスフイルタとしては、例えばディジタルフィル
タを用いることができ、少数のパラメータを与えること
で上記右下がり特性の傾きやカットオフ周波数等を比較
的自由、かつ容易に可変することができる。
［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、 1.フォルマント中心周波数近傍の成分の振幅のゆらぎを
無くし、フォルマント中心周波数に鋭いピークを有する
フオルマント形状のノイズ音を合成することができる。
無くし、フォルマント中心周波数に鋭いピークを有する
フオルマント形状のノイズ音を合成することができる。
2.音声や楽音などのシミュレーションにおいて、無声音
またはアタック音（ノイズ音）から有声音または定常音
へ変化するとき有声音等のフォルマント周波数に一致さ
せて無声音等のフォルマント周波数を線形的に有声音等
と同期移動させることが可能である。
またはアタック音（ノイズ音）から有声音または定常音
へ変化するとき有声音等のフォルマント周波数に一致さ
せて無声音等のフォルマント周波数を線形的に有声音等
と同期移動させることが可能である。
3.任意の倍音のある周期波形を使うことにより複数個の
フォルマントのあるノイズ音が実現できる。
フォルマントのあるノイズ音が実現できる。
4.実現のためのアルリズムが簡単である。
5.ノイズのスペクトル加工手段の計算時間が少ない手法
（例えば一次IIRフィルタ）を採用すれば全体の計算時
間はほとんどかからない。
（例えば一次IIRフィルタ）を採用すれば全体の計算時
間はほとんどかからない。
6.容易に各種コントローラ（外部コントローラを含む）
でフォルマント中心周波数を制御できる。
でフォルマント中心周波数を制御できる。
等の効果が実現される。
［実施例］ 以下、この発明を実施例に基づき詳細に説明する。
第３図は、この発明の一実施例に係るノイズ音発生装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
同図の装置は、例えば電子楽器の音源として用いられ
るもので、ホワイトノイズ発生回路１、加算器２、ディ
ジタルフィルタ３、周期波形発生回路４、乗算器5,7、
エンベロープ波形発生回路６、およびアキュムレータ８
等を具備する。
るもので、ホワイトノイズ発生回路１、加算器２、ディ
ジタルフィルタ３、周期波形発生回路４、乗算器5,7、
エンベロープ波形発生回路６、およびアキュムレータ８
等を具備する。
ホワイトノイズ発生回路１は、ホワイトノイズ、すな
わち第２図（ａ）に示すようなフラットなスペクトルを
持つノイズを発生する。このホワイトノイズ発生回路１
は、ホワイトノイズを発生するものならば何でも良い
が、例えば前述のＭ系列発生器を用いることができる。
わち第２図（ａ）に示すようなフラットなスペクトルを
持つノイズを発生する。このホワイトノイズ発生回路１
は、ホワイトノイズを発生するものならば何でも良い
が、例えば前述のＭ系列発生器を用いることができる。
加算器２は、ホワイトノイズ発生回路１から出力され
るホワイトノイズデータにオフセット定数を加算するこ
とにより、等価的にホワイトノイズにDC成分を付加す
る。このオフセット定数は減算しても良い。この場合、
負のDC成分が付加されることになるが、振幅は絶対値で
現われるため、DC成分の符号による差異はない。
るホワイトノイズデータにオフセット定数を加算するこ
とにより、等価的にホワイトノイズにDC成分を付加す
る。このオフセット定数は減算しても良い。この場合、
負のDC成分が付加されることになるが、振幅は絶対値で
現われるため、DC成分の符号による差異はない。
ディジタルフィルタ３は、加算器31,32,33、乗算器3
4、反転器35および遅延回路36からなる。このディジタ
ルフィルタ３は、IIRフィルタと呼ばれる形式のもの
で、ここでは伝達関数Ｈ（ｚ）が、 で表わされるローパスフイルタを形成している。このII
Rフィルタは、たった１個のパラメータ（BW）でスペク
トル包絡線の度合を制御でき、また、簡単なハードウエ
アでかなり急峻に減衰させることができるもので、通常
の無声音と同様のフォルマント形状を得るのに好適であ
った。第２図（ｂ）は、このディジタルフィルタ３から
出力される右下がりスペクトル特性を有するノイズ信号
の振幅スペクトルを示す。なお、このディジタルフィル
タ３として、高次のFIRフィルタを用いることにより、
フォルマント形状（右下がりスペクトル特性）をさらに
微細に制御することも可能である。
4、反転器35および遅延回路36からなる。このディジタ
ルフィルタ３は、IIRフィルタと呼ばれる形式のもの
で、ここでは伝達関数Ｈ（ｚ）が、 で表わされるローパスフイルタを形成している。このII
Rフィルタは、たった１個のパラメータ（BW）でスペク
トル包絡線の度合を制御でき、また、簡単なハードウエ
アでかなり急峻に減衰させることができるもので、通常
の無声音と同様のフォルマント形状を得るのに好適であ
った。第２図（ｂ）は、このディジタルフィルタ３から
出力される右下がりスペクトル特性を有するノイズ信号
の振幅スペクトルを示す。なお、このディジタルフィル
タ３として、高次のFIRフィルタを用いることにより、
フォルマント形状（右下がりスペクトル特性）をさらに
微細に制御することも可能である。
周期波形発生回路４は、ピッチデータ発生器41、セレ
クタ42、位相アキュムレータ43および正弦波メモリ44等
を具備する。ピッチデータ発生器41は、装置内部に設定
されたピッチデータパラメータに応じた関数に従って変
化するピッチ情報値を発生する。セレクタ42は、ピッチ
データ発生器41から出力される内部ピッチ情報値と外部
装置から入力される外部ピッチ情報値との一方を選択す
るためのものである。アキュムレータ43は、所定のクロ
ックパルスφに同期して上記セレクタ42から出力される
ピッチ情報値Foを累算する。ここで、ピッチ情報値F
oは、発生しようとするノイズ音のフォルマント中心周
波数foおよびその変化に対応する値に設定されており、
アキュムレータ43は、累算値qFo（ｑ＝1,2,3,………）
を正弦波メモリ44の読出しアドレス信号として順次出力
する。正弦波メモリ44には正弦波の１周期の順次サンプ
ル点振幅値が各アドレスに記憶されており、アキュムレ
ータ43から出力されるアドレス信号（累算値qFo）によ
り指定されたアドレスに記憶されている正弦波振幅値が
順次読出される。これにより、正弦波メモリ44からは各
時点のピッチ情報値Foに対応して遷移する周波数foを有
する正弦波の順次サンプル点振幅値sin 2πfo tがクロ
ツクパルスφに従って順次出力される。
クタ42、位相アキュムレータ43および正弦波メモリ44等
を具備する。ピッチデータ発生器41は、装置内部に設定
されたピッチデータパラメータに応じた関数に従って変
化するピッチ情報値を発生する。セレクタ42は、ピッチ
データ発生器41から出力される内部ピッチ情報値と外部
装置から入力される外部ピッチ情報値との一方を選択す
るためのものである。アキュムレータ43は、所定のクロ
ックパルスφに同期して上記セレクタ42から出力される
ピッチ情報値Foを累算する。ここで、ピッチ情報値F
oは、発生しようとするノイズ音のフォルマント中心周
波数foおよびその変化に対応する値に設定されており、
アキュムレータ43は、累算値qFo（ｑ＝1,2,3,………）
を正弦波メモリ44の読出しアドレス信号として順次出力
する。正弦波メモリ44には正弦波の１周期の順次サンプ
ル点振幅値が各アドレスに記憶されており、アキュムレ
ータ43から出力されるアドレス信号（累算値qFo）によ
り指定されたアドレスに記憶されている正弦波振幅値が
順次読出される。これにより、正弦波メモリ44からは各
時点のピッチ情報値Foに対応して遷移する周波数foを有
する正弦波の順次サンプル点振幅値sin 2πfo tがクロ
ツクパルスφに従って順次出力される。
上述のように、この周期波形発生回路４は、外部ピッ
チ情報値を使用可能にしているため、有声音部分の音源
で合成されるフォルマント音のピッチやその変動に一致
または連動させることができる。あるいは、鍵盤ピッチ
情報をこの外部ピッチ情報値として与えることによりノ
イズ音のフォルマント中心周波数を鍵盤ピッチに追随さ
せることもできる。
チ情報値を使用可能にしているため、有声音部分の音源
で合成されるフォルマント音のピッチやその変動に一致
または連動させることができる。あるいは、鍵盤ピッチ
情報をこの外部ピッチ情報値として与えることによりノ
イズ音のフォルマント中心周波数を鍵盤ピッチに追随さ
せることもできる。
乗算器５においては、ディジタルフィルタ３から出力
される右下がりスペクトル特性を有するノイズ信号と、
周期波形発生回路４から出力される正弦波振幅値sin 2
πfo tとを乗算する。これにより、乗算器５の出力とし
てフォルマント形状を有するノイズ音信号が得られる。
この場合、上述のディジタルフィルタ３の周波数軸上で
の減衰特性がそのまま上記フォルマント形状のバンド幅
に対応することになる。すなわち、ディジタルフィルタ
３の周波数特性のカーブがそのままフォルマント中心周
波数を中心として左右対称となりフォルマントの形状と
なる。
される右下がりスペクトル特性を有するノイズ信号と、
周期波形発生回路４から出力される正弦波振幅値sin 2
πfo tとを乗算する。これにより、乗算器５の出力とし
てフォルマント形状を有するノイズ音信号が得られる。
この場合、上述のディジタルフィルタ３の周波数軸上で
の減衰特性がそのまま上記フォルマント形状のバンド幅
に対応することになる。すなわち、ディジタルフィルタ
３の周波数特性のカーブがそのままフォルマント中心周
波数を中心として左右対称となりフォルマントの形状と
なる。
エンベロープ波形発生回路６は、装置内部に設定され
ているエンベロープパラメータに従って上記クロックパ
ルスφのタイミングで順次の時点におけるノイズ音の振
幅を表わすエンベロープデータENVを発生する。
ているエンベロープパラメータに従って上記クロックパ
ルスφのタイミングで順次の時点におけるノイズ音の振
幅を表わすエンベロープデータENVを発生する。
乗算器７は、乗算器５から出力されるノイズ音信号に
楽音としてのエンベロープを付与するためのもので、上
記乗算器５の出力とエンベロープ波形発生回路６から出
力されるエンベロープ波形ENVとを乗算する。これによ
り、乗算器７の出力としてエンベロープ波形に従って振
幅が時間的に変化するフォルマント状ノイズ音が得られ
る。
楽音としてのエンベロープを付与するためのもので、上
記乗算器５の出力とエンベロープ波形発生回路６から出
力されるエンベロープ波形ENVとを乗算する。これによ
り、乗算器７の出力としてエンベロープ波形に従って振
幅が時間的に変化するフォルマント状ノイズ音が得られ
る。
第３図の装置においては、ディジタルフィルタ３ない
し乗算器７を時分割使用することにより、複数のノイズ
音を並列的に合成することができる。アキュムレータ８
はこれら複数のノイズ音をデータ的に累算して、音響的
に混合するためのものである。
し乗算器７を時分割使用することにより、複数のノイズ
音を並列的に合成することができる。アキュムレータ８
はこれら複数のノイズ音をデータ的に累算して、音響的
に混合するためのものである。
アキュムレータ８から出力されたノイズ音は、図示し
ないD/A変換器によってアナログ信号に変換され、図示
しない増幅器およびスピーカシステム等からなるサウン
ドハステムを介してノイズフォルマント音響として発音
される。
ないD/A変換器によってアナログ信号に変換され、図示
しない増幅器およびスピーカシステム等からなるサウン
ドハステムを介してノイズフォルマント音響として発音
される。
次に、第３図の装置において、バンド幅BWを0.002、
フォルマント中心周波数foを5kHzとしてノイズ音を発生
した例について説明する。
フォルマント中心周波数foを5kHzとしてノイズ音を発生
した例について説明する。
第４図は、全振幅の１％のDC成分を付加した場合のフ
ォルマント状ノイズ音の波形図（ａ〜ｄ）およびその始
点部分の拡大図（ｅ）、第５図は、第４図のノイズ音の
振幅を周波数および時間軸方向に３次元表示した図を示
す。
ォルマント状ノイズ音の波形図（ａ〜ｄ）およびその始
点部分の拡大図（ｅ）、第５図は、第４図のノイズ音の
振幅を周波数および時間軸方向に３次元表示した図を示
す。
第６図および第７図は、DC成分が０の場合の第４図お
よび第５図に対応する図である。
よび第５図に対応する図である。
第4,5図と第6,7図とを比較すれば、フォルマント中心
周波数fo成分の振幅の時間的ゆらぎが、DC成分を僅かに
加えただけで極端に減少していることが明らかである。
周波数fo成分の振幅の時間的ゆらぎが、DC成分を僅かに
加えただけで極端に減少していることが明らかである。
［発明の適用範囲］ なお、この発明は、上述の実施例に限定されることな
く、適宜変形して実施することができる。
く、適宜変形して実施することができる。
例えば、フォルマントスペクトルのピークの高さは、
第２図（ｄ）および（ｅ）に示されるように付加するDC
成分の大きさにより定まるので、これを考慮して所望の
ピークが得られるように適宜設定すればよい。
第２図（ｄ）および（ｅ）に示されるように付加するDC
成分の大きさにより定まるので、これを考慮して所望の
ピークが得られるように適宜設定すればよい。
また、上述においては、周期波形として正弦波を用
い、これによってピークが１つだけのフォルマントを得
る例について説明しているが、複数個のフォルマント中
心周波数のそれぞれに対応する複数個の周波数成分を含
む周期波形を用いることにより、複数個のピークを有す
るノイズ音を合成することも可能である。
い、これによってピークが１つだけのフォルマントを得
る例について説明しているが、複数個のフォルマント中
心周波数のそれぞれに対応する複数個の周波数成分を含
む周期波形を用いることにより、複数個のピークを有す
るノイズ音を合成することも可能である。
第１図は、この発明の基本原理を示す説明図、 第２図は、この発明の基本動作を説明するための波形
図、 第３図は、この発明の一実施例に係るノイズ音発生装置
のブロック図、 第４図および第５図は、第３図の装置において合成され
るノイズ音の波形および振幅スペクトルを示す図、そし
て、 第６図および第７図は、第３図の装置においてDC成分を
０としてノイズ音を合成した場合のそのノイズ音の波形
および振幅スペクトルを示す図である。 1:ホワイトノイズ発生回路 2:加算器（DC成分付加手段） 3:ディジタルフィルタ 4:周期波形発生回路 5:乗算器
図、 第３図は、この発明の一実施例に係るノイズ音発生装置
のブロック図、 第４図および第５図は、第３図の装置において合成され
るノイズ音の波形および振幅スペクトルを示す図、そし
て、 第６図および第７図は、第３図の装置においてDC成分を
０としてノイズ音を合成した場合のそのノイズ音の波形
および振幅スペクトルを示す図である。 1:ホワイトノイズ発生回路 2:加算器（DC成分付加手段） 3:ディジタルフィルタ 4:周期波形発生回路 5:乗算器
Claims (3)
- 【請求項１】右下がりのスペクトル特性を有するノイズ
信号波形を発生するノイズ信号発生手段と、 このノイズ信号波形にDC成分を付加するDC成分付加手段
と、 所定周波数の周期波形を発生する周期関数発生手段と、 上記DC成分を付加されたノイズ信号と上記周期波形とを
乗算する乗算手段とを具備することを特徴とするノイズ
音発生装置。 - 【請求項２】前記ノイズ信号発生手段は、ホワイトノイ
ズ発生手段と、このホワイトノイズに右下がりのスペク
トル特性を付与するスペクトル加工手段とからなる請求
項１記載のノイズ音発生装置。 - 【請求項３】前記DC成分付加手段は、前記ホワイトノイ
ズにDC成分を付加する請求項２記載のノイズ音発生装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1091763A JP2504179B2 (ja) | 1989-04-13 | 1989-04-13 | ノイズ音発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1091763A JP2504179B2 (ja) | 1989-04-13 | 1989-04-13 | ノイズ音発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02271398A JPH02271398A (ja) | 1990-11-06 |
| JP2504179B2 true JP2504179B2 (ja) | 1996-06-05 |
Family
ID=14035594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1091763A Expired - Fee Related JP2504179B2 (ja) | 1989-04-13 | 1989-04-13 | ノイズ音発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2504179B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2606006B2 (ja) * | 1991-05-24 | 1997-04-30 | ヤマハ株式会社 | ノイズ音発生装置 |
| US6101469A (en) * | 1998-03-02 | 2000-08-08 | Lucent Technologies Inc. | Formant shift-compensated sound synthesizer and method of operation thereof |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5664396A (en) * | 1979-10-30 | 1981-06-01 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
-
1989
- 1989-04-13 JP JP1091763A patent/JP2504179B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02271398A (ja) | 1990-11-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |