JP2504173B2 - フォルマント音合成装置 - Google Patents
フォルマント音合成装置Info
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- JP2504173B2 JP2504173B2 JP1081554A JP8155489A JP2504173B2 JP 2504173 B2 JP2504173 B2 JP 2504173B2 JP 1081554 A JP1081554 A JP 1081554A JP 8155489 A JP8155489 A JP 8155489A JP 2504173 B2 JP2504173 B2 JP 2504173B2
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/471—General musical sound synthesis principles, i.e. sound category-independent synthesis methods
- G10H2250/481—Formant synthesis, i.e. simulating the human speech production mechanism by exciting formant resonators, e.g. mimicking vocal tract filtering as in LPC synthesis vocoders, wherein musical instruments may be used as excitation signal to the time-varying filter estimated from a singer's speech
Landscapes
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、人声の母音や自然楽器音等のようなフォ
ルマント音を電気的に合成する装置に関し、特に、より
簡略な構成でより多様、かつ自然に近いフォルマント音
を合成する装置に関する。
ルマント音を電気的に合成する装置に関し、特に、より
簡略な構成でより多様、かつ自然に近いフォルマント音
を合成する装置に関する。
［従来技術］ 第10図は、バス歌手が音高C3で“あ”音を発声したと
きの振幅波形図（ａ）および振幅スペクトル図（ｂ）を
示す。また、第11図は、このようなフォルマント音の一
般的な振幅スペクトル分布曲線を示す。第11図におい
て、ffはフォルマント中心周波数、Bwはフォルマントバ
ンド幅である。
きの振幅波形図（ａ）および振幅スペクトル図（ｂ）を
示す。また、第11図は、このようなフォルマント音の一
般的な振幅スペクトル分布曲線を示す。第11図におい
て、ffはフォルマント中心周波数、Bwはフォルマントバ
ンド幅である。
このようなフォルマント音波形は、周波数ffの第12図
（ｂ）に示すような第１の波形と、第12図（ａ）に示す
ような周波数ffの周期1/ffより長周期で基準レベルから
高レベルに向って立上りその後基準レネルに向って立下
る第２の波形（以下、ウインドウ波形という）とを、発
声しようとするフォルマント音の音高に対応する周波数
foで初期設定しながら繰返し発生し、かつこれらの波形
を乗算することによって得ることができる。このような
装置の具体的構成としては、例えば本出願人による特公
昭59−19352号に電子楽器の音源として用いた例が開示
されている。
（ｂ）に示すような第１の波形と、第12図（ａ）に示す
ような周波数ffの周期1/ffより長周期で基準レベルから
高レベルに向って立上りその後基準レネルに向って立下
る第２の波形（以下、ウインドウ波形という）とを、発
声しようとするフォルマント音の音高に対応する周波数
foで初期設定しながら繰返し発生し、かつこれらの波形
を乗算することによって得ることができる。このような
装置の具体的構成としては、例えば本出願人による特公
昭59−19352号に電子楽器の音源として用いた例が開示
されている。
この電子楽器は、第１および第２の波形発生手段にお
けるアドレス信号の変化速度、すなわち第１および第２
の波形の周期を可変することにより音色を比較的任意に
変化させることができる。しかし、基本となる読出し波
形が一定であるため、読出し周期を可変にしただけで
は、音色の変化範囲にも自ずと限界があった。
けるアドレス信号の変化速度、すなわち第１および第２
の波形の周期を可変することにより音色を比較的任意に
変化させることができる。しかし、基本となる読出し波
形が一定であるため、読出し周期を可変にしただけで
は、音色の変化範囲にも自ずと限界があった。
また、コンピュータ・ミュージック・ジャーナル（19
84年発行）８（３）第９〜第14頁にはIRCAMのFOF方式と
して、正弦波を Ｓ（ｋ）＝Ge−αｋsin（ωｋ＋φ） なる演算により変形したウインドウ波形を用いる方式が
提案されている。この方式においては、αおよびωをパ
ラメータとして可変することにより、多様なウインドウ
波形を得、もって、第11図に示すようなフォルマントバ
ンド幅、したがって音色をより広範に変化させることが
可能である。
84年発行）８（３）第９〜第14頁にはIRCAMのFOF方式と
して、正弦波を Ｓ（ｋ）＝Ge−αｋsin（ωｋ＋φ） なる演算により変形したウインドウ波形を用いる方式が
提案されている。この方式においては、αおよびωをパ
ラメータとして可変することにより、多様なウインドウ
波形を得、もって、第11図に示すようなフォルマントバ
ンド幅、したがって音色をより広範に変化させることが
可能である。
しかしながら、このFOF方式は、ウインドウ波形が基
本的に指数的減衰波形であるため、減衰時間が長く、音
素の重なりが多く発生してしまう。このため、重なりの
数だけの音素発生器（特に第２波形発生手段および乗算
手段）を並列して設けなければならず、ハードウエア構
成の規模が大きくなるという不都合があった。
本的に指数的減衰波形であるため、減衰時間が長く、音
素の重なりが多く発生してしまう。このため、重なりの
数だけの音素発生器（特に第２波形発生手段および乗算
手段）を並列して設けなければならず、ハードウエア構
成の規模が大きくなるという不都合があった。
そこで、本発明者は、上記ウインドウ波形として、 Ｓ（ｔ）＝sin2nkt（但し、ｎ＝2sa） なる波形を用いることを試みた、この波形は、kt＝２π
までで完全に減衰するため、減衰時間が短く、音素の重
なりが少なくなって音素発生器（オペレータ、またはジ
ェネレータ）の数を減らすことができる。また、ｎおよ
びｋを可変することによって第11図に示すようなフォル
マントバンド幅Bwを制御することができる。
までで完全に減衰するため、減衰時間が短く、音素の重
なりが少なくなって音素発生器（オペレータ、またはジ
ェネレータ）の数を減らすことができる。また、ｎおよ
びｋを可変することによって第11図に示すようなフォル
マントバンド幅Bwを制御することができる。
しかしながら、この試みにおいては、実際にフォルマ
ント音を合成した場合、バンド幅Bwを狭くしようとすれ
ば第13図に示すように包絡線の裾野部分に相当する周波
数成分のレベルが極端に低くなり、一方、この裾野部分
のレベルを引き上げようとすると後述する第８および９
図に示すようにフォルマントバンド幅Bwが広くなる。こ
のため、この試みにおいては、自然音を分析して、その
スペクトルを近似しようとする場合、例えばスペクトル
包絡線の各ピークの頂上部分の形状が比較的一致する急
峻なフォルマントスペクトルを複数個合成して重ねる
と、合成された各フォルマントスペクトル間の谷の部分
にスペクトルの抜けが生じ、この抜けを埋めることがで
きなかった。換言すれば、上記試みにおいては、自然音
を分析して、第11図に示すようにピークが鋭く、かつ裾
野の広がったスペクトルを有するフォルマント音を合成
しようとしても、精度良く合成することは不可能であっ
た。
ント音を合成した場合、バンド幅Bwを狭くしようとすれ
ば第13図に示すように包絡線の裾野部分に相当する周波
数成分のレベルが極端に低くなり、一方、この裾野部分
のレベルを引き上げようとすると後述する第８および９
図に示すようにフォルマントバンド幅Bwが広くなる。こ
のため、この試みにおいては、自然音を分析して、その
スペクトルを近似しようとする場合、例えばスペクトル
包絡線の各ピークの頂上部分の形状が比較的一致する急
峻なフォルマントスペクトルを複数個合成して重ねる
と、合成された各フォルマントスペクトル間の谷の部分
にスペクトルの抜けが生じ、この抜けを埋めることがで
きなかった。換言すれば、上記試みにおいては、自然音
を分析して、第11図に示すようにピークが鋭く、かつ裾
野の広がったスペクトルを有するフォルマント音を合成
しようとしても、精度良く合成することは不可能であっ
た。
［発明が解決しようとする課題］ この発明は、構成簡略で、多様な音色を発生でき、か
つ自然音に近いフォルマント音の合成が可能なフォルマ
ント音合成装置を提供することを目的とする。
つ自然音に近いフォルマント音の合成が可能なフォルマ
ント音合成装置を提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段および作用］ この目的を達成するため、この発明では、音高に対応
する周期で繰返し初期設定され発生される、音高とは独
立の繰返し周期を有する第１の波形とこの第１の波形よ
り長周期の第２の波形とを乗算することによりフォルマ
ント音信号を合成するフォルマント音合成装置におい
て、上記第２の波形としてその前半周期と後半周期とで
形状の異なる波形を採用したことを特徴としている。
する周期で繰返し初期設定され発生される、音高とは独
立の繰返し周期を有する第１の波形とこの第１の波形よ
り長周期の第２の波形とを乗算することによりフォルマ
ント音信号を合成するフォルマント音合成装置におい
て、上記第２の波形としてその前半周期と後半周期とで
形状の異なる波形を採用したことを特徴としている。
すなわち、この発明は、上記第２の波形を一例として
数式で表わすと、 Ｓ（ｔ）＝sin2nkt および／または であることを特徴としている。
数式で表わすと、 Ｓ（ｔ）＝sin2nkt および／または であることを特徴としている。
以下、この発明を実施例に基づき詳細に説明する。
［実施例］ 第１図は、この発明の一実施例に係るフォルマント音
合成装置の構成を示すブロック図である。また、第２図
〜は、第１図の装置の各部の動作を示すタイミング
図である。
合成装置の構成を示すブロック図である。また、第２図
〜は、第１図の装置の各部の動作を示すタイミング
図である。
同図の装置は、パルス発生回路１、搬送波形発生回路
２、変調波形発生回路３、加算器4,5、対数／真数変換
テーブル６、ならびにD/A変換器７等を具備する。この
ような装置は、例えば電子楽器の音源として用いられ、
図示しない発音制御手段から与えられるフォルマント中
心周波数情報値Ff、フォルマント基本周波数情報値Fo、
フォルマント形状パラメータ（バンド幅値ka,kb、およ
びシフト値na,nb）、およびフォルマント音の振幅（エ
ンベロープ）波形データ等に基づいてフォルマント音を
合成する。
２、変調波形発生回路３、加算器4,5、対数／真数変換
テーブル６、ならびにD/A変換器７等を具備する。この
ような装置は、例えば電子楽器の音源として用いられ、
図示しない発音制御手段から与えられるフォルマント中
心周波数情報値Ff、フォルマント基本周波数情報値Fo、
フォルマント形状パラメータ（バンド幅値ka,kb、およ
びシフト値na,nb）、およびフォルマント音の振幅（エ
ンベロープ）波形データ等に基づいてフォルマント音を
合成する。
パルス発生回路１は、位相アキュムレータ11および微
分器12からなる。位相アキュムレータ11は、所定のクロ
ックパルスφに同期して上記フォルマント基本周波数情
報値Foを累算する。第２図は、位相アキュムレータ11
の累算値出力を示す。ここで、フォルマント基本周波数
情報値Foは、発生しようとするフォルマント音の基本周
波数、すなわち音高に対応する値に設定されており、位
相アキュムレータ11は、累算値qFo（ｑ＝1,2,3,……）
が２πに相当する値に到達するごとに最上位ビット（MS
B）にキャリイ信号“1"を出力するよう構成されてい
る。微分器12はこのMSBの信号を微分する。したがっ
て、このパルス発生回路１は、この微分器12の出力とし
て、発生しようとするフォルマント音の音高に対応した
周期のパルス信号（第２図）を繰返し発生する。この
パルス信号は、搬送波形発生回路２および変調波形発生
回路３へ初期設定信号として供給される。
分器12からなる。位相アキュムレータ11は、所定のクロ
ックパルスφに同期して上記フォルマント基本周波数情
報値Foを累算する。第２図は、位相アキュムレータ11
の累算値出力を示す。ここで、フォルマント基本周波数
情報値Foは、発生しようとするフォルマント音の基本周
波数、すなわち音高に対応する値に設定されており、位
相アキュムレータ11は、累算値qFo（ｑ＝1,2,3,……）
が２πに相当する値に到達するごとに最上位ビット（MS
B）にキャリイ信号“1"を出力するよう構成されてい
る。微分器12はこのMSBの信号を微分する。したがっ
て、このパルス発生回路１は、この微分器12の出力とし
て、発生しようとするフォルマント音の音高に対応した
周期のパルス信号（第２図）を繰返し発生する。この
パルス信号は、搬送波形発生回路２および変調波形発生
回路３へ初期設定信号として供給される。
搬送波形発生回路２は、位相アキュムレータ21および
正弦波メモリ22からなる。位相アキュムレータ21は、ク
ロックパルスφに同期して上記フォルマント中心周波数
情報値Ffを累算し、その累算値qFfを正弦波メモリ22の
読出しアドレス信号として順次出力する。正弦波メモリ
22には正弦波の１周期の順次サンプル点振幅値が対数値
（1og sinθ）で各アドレスに記憶されており、アキュ
ムレータ21から出力されるアドレス信号（累算値qFf）
により指定されたアドレスに記憶されている正弦波振幅
値が順次読出される。これにより、正弦波メモリ22から
は周波数情報値Ffに対応するフォルマント中心周波数ff
の正弦波の順次サンプル点振幅値（1og sin2πfft）が
クロツクパルスφに従って順次出力される。
正弦波メモリ22からなる。位相アキュムレータ21は、ク
ロックパルスφに同期して上記フォルマント中心周波数
情報値Ffを累算し、その累算値qFfを正弦波メモリ22の
読出しアドレス信号として順次出力する。正弦波メモリ
22には正弦波の１周期の順次サンプル点振幅値が対数値
（1og sinθ）で各アドレスに記憶されており、アキュ
ムレータ21から出力されるアドレス信号（累算値qFf）
により指定されたアドレスに記憶されている正弦波振幅
値が順次読出される。これにより、正弦波メモリ22から
は周波数情報値Ffに対応するフォルマント中心周波数ff
の正弦波の順次サンプル点振幅値（1og sin2πfft）が
クロツクパルスφに従って順次出力される。
ここで、フォルマント中心周波数情報値Ffは、発生す
べきフォルマント音の音高foとは独立してフォルマント
音の音色を示すパタメータの１つであるフォルマント中
心周波数ffに対応する値に設定されている。したがっ
て、この搬送波形発生回路１は、発生すべきフォルマン
ト音の音高とは独立して所望の音色に対応して任意に設
定されたフォルマント中心周波数ffに等しい周波数の正
弦波を発生することになる。
べきフォルマント音の音高foとは独立してフォルマント
音の音色を示すパタメータの１つであるフォルマント中
心周波数ffに対応する値に設定されている。したがっ
て、この搬送波形発生回路１は、発生すべきフォルマン
ト音の音高とは独立して所望の音色に対応して任意に設
定されたフォルマント中心周波数ffに等しい周波数の正
弦波を発生することになる。
変調波形発生回路３は、セレクタ31,34、位相アキュ
ムレータ32、サイン自乗波メモリ33、ビットシフタ35等
により構成されている。セレクタ31は位相アキュムレー
タ32の累算値出力が０〜πに相当する値では前記半周期
用バンド幅値kaを選択して位相アキュムレータ32に供給
し、π〜２πに相当する値では後半周期用バンド幅値kb
を供給する。また、セレクタ35は位相アキュムレータ32
の累算値出力が０〜πに相当する値では前半周期用シフ
ト値naを選択してビットシフタ35に供給し、π〜２πに
相当する値では後半周期用シフト値nbを供給する。位相
アキュムレータ32は、セレクタ31を介して供給されるバ
ンド幅値kaおよびkbを上記クロックパルスφに同期して
累算し、その累算値q1ka＋q2kb（q1＝1,2,3,……、q2＝
0,1,2,……）をサイン自乗波メモリ33の読出しアドレス
信号として順次出力する。また、この位相アキュムレー
タ32は、第２図に示すように、累算値が２πに相当す
る値になると累算動作を停止して２π相当値を出力し続
ける。また、このアキュムレータ32は、累算値がπに相
当する値以上では最上位ビット（MSB）が“1"となるよ
うに設定されており、このMSBの信号はセレクタ31およ
び34にセレクト信号（第２図）として供給される。サ
イン自乗波メモリ33にはサイン自乗波の１周期の順次サ
ンプル点振幅値が対数値（1og sin2θ）で各アドレスに
記憶されており、アキュムレータ32から出力されるアド
レス信号（累算値q1ka＋q2kb）により指定されたアドレ
スに記憶されているサイン自乗波振幅幅（1og sin2kt）
が順次読出される（第２図）。
ムレータ32、サイン自乗波メモリ33、ビットシフタ35等
により構成されている。セレクタ31は位相アキュムレー
タ32の累算値出力が０〜πに相当する値では前記半周期
用バンド幅値kaを選択して位相アキュムレータ32に供給
し、π〜２πに相当する値では後半周期用バンド幅値kb
を供給する。また、セレクタ35は位相アキュムレータ32
の累算値出力が０〜πに相当する値では前半周期用シフ
ト値naを選択してビットシフタ35に供給し、π〜２πに
相当する値では後半周期用シフト値nbを供給する。位相
アキュムレータ32は、セレクタ31を介して供給されるバ
ンド幅値kaおよびkbを上記クロックパルスφに同期して
累算し、その累算値q1ka＋q2kb（q1＝1,2,3,……、q2＝
0,1,2,……）をサイン自乗波メモリ33の読出しアドレス
信号として順次出力する。また、この位相アキュムレー
タ32は、第２図に示すように、累算値が２πに相当す
る値になると累算動作を停止して２π相当値を出力し続
ける。また、このアキュムレータ32は、累算値がπに相
当する値以上では最上位ビット（MSB）が“1"となるよ
うに設定されており、このMSBの信号はセレクタ31およ
び34にセレクト信号（第２図）として供給される。サ
イン自乗波メモリ33にはサイン自乗波の１周期の順次サ
ンプル点振幅値が対数値（1og sin2θ）で各アドレスに
記憶されており、アキュムレータ32から出力されるアド
レス信号（累算値q1ka＋q2kb）により指定されたアドレ
スに記憶されているサイン自乗波振幅幅（1og sin2kt）
が順次読出される（第２図）。
ここで、ka≠kbに設定されていれば、サイン自乗波メ
モリ33からは本来前半周期と後半周期で対称なサイン自
乗波形が前半周期は前半周期用バンド幅値kaに対応する
周期で、後半周期は後半周期用バンド幅値kbに対応する
周期で非対称形に加工されて読み出される。
モリ33からは本来前半周期と後半周期で対称なサイン自
乗波形が前半周期は前半周期用バンド幅値kaに対応する
周期で、後半周期は後半周期用バンド幅値kbに対応する
周期で非対称形に加工されて読み出される。
ビットシフタ35は、サイン自乗波メモリ33から読み出
されたサイン自乗波振幅値（1og sin2kt）を、セレクタ
34を介して供給されるシフト値naおよびnbに応じたビッ
ト数だけて左へシフトし、結果として2naまたは2nb倍す
る。これにより、ビットシフタ35の出力として、（1og
sin2kt）（但し、ｎ＝2naまたは2nb）が得られる（第２
図）。
されたサイン自乗波振幅値（1og sin2kt）を、セレクタ
34を介して供給されるシフト値naおよびnbに応じたビッ
ト数だけて左へシフトし、結果として2naまたは2nb倍す
る。これにより、ビットシフタ35の出力として、（1og
sin2kt）（但し、ｎ＝2naまたは2nb）が得られる（第２
図）。
加算器４においては、搬送波形発生回路２から出力さ
れる正弦波振幅値1og sin2πfftとビットシフタ35から
出力されたサイン2n乗波振幅値1og sin2nktとを加算す
る。これにより、加算器４の出力として、（sin2πf
ft）と（sin2nkt）との積の対数値である1og｛（sin2π
fft）・（sin2nkt）｝が得られる。この積は、フォルマ
ント音の順次サンプル点振幅値を示している。
れる正弦波振幅値1og sin2πfftとビットシフタ35から
出力されたサイン2n乗波振幅値1og sin2nktとを加算す
る。これにより、加算器４の出力として、（sin2πf
ft）と（sin2nkt）との積の対数値である1og｛（sin2π
fft）・（sin2nkt）｝が得られる。この積は、フォルマ
ント音の順次サンプル点振幅値を示している。
加算器５は、フォルマント音にエンベロープを付与す
るためのもので、上記加算器４の出力1og｛（sin2πf
ft）・（sin2nkt）｝と上記エンベロープ波形データ（l
ogENV）を加算する。これにより、加算器５の出力とし
てフォルマント音振幅値（sin2πfft）・（sin2nkt）と
エンベロープ波形値ENVとの積の対数値である1og｛（si
n2πfft）・（sin2nkt）・ENV｝が得られる。
るためのもので、上記加算器４の出力1og｛（sin2πf
ft）・（sin2nkt）｝と上記エンベロープ波形データ（l
ogENV）を加算する。これにより、加算器５の出力とし
てフォルマント音振幅値（sin2πfft）・（sin2nkt）と
エンベロープ波形値ENVとの積の対数値である1og｛（si
n2πfft）・（sin2nkt）・ENV｝が得られる。
対数／真数変換メモリ６は、加算器５から出力される
対数値を真数値（sin2πfft）・（sin2nkt）・ENVに変
換する。DA変換器７は、この新数値データをアナログ信
号に変換する。
対数値を真数値（sin2πfft）・（sin2nkt）・ENVに変
換する。DA変換器７は、この新数値データをアナログ信
号に変換する。
このアナログ信号は、図示しない増幅器およびスピー
カシステム等からなるサウンドシステムを介して音響に
変換され、フォルマント音として発音される。
カシステム等からなるサウンドシステムを介して音響に
変換され、フォルマント音として発音される。
次に、第１図の装置を用い、バンド幅値およびシフト
値を様々に設定してフォルマント音を合成した例につい
て説明する。
値を様々に設定してフォルマント音を合成した例につい
て説明する。
第３〜６図は、バンド幅値をka＝kb＝２π＊100＝ｋ
に、シフト値naを０に設定し、かつnbを0,1,4,7のそれ
ぞれに設定した場合に合成されるフォルマント音の波形
（ａ）および振幅スペクトル（ｂ）を示す。フォルマン
ト音の音高foはいずれも200Hz、フォルマント中心周波
数ffは6kHzとした。
に、シフト値naを０に設定し、かつnbを0,1,4,7のそれ
ぞれに設定した場合に合成されるフォルマント音の波形
（ａ）および振幅スペクトル（ｂ）を示す。フォルマン
ト音の音高foはいずれも200Hz、フォルマント中心周波
数ffは6kHzとした。
第３〜６図によれば、naを一定のままで、nbを０から
７へ増加することにより、フォルマントスペクトルは裾
野が広がるが、ピーク値およびピークから−20dB程度の
範囲のスペクトルは変化が少ないことが分る。なお、バ
ンド幅値ｋ（＝ka＝kb＝２π＊100）およびシフト値ｎ
（＝na＝nb＝０）がいずれも前半周期と後半周期とで等
しい第３図の例では、急峻なピークは得られるが、裾野
部分のスペクトルは極めて低レベルとなる。
７へ増加することにより、フォルマントスペクトルは裾
野が広がるが、ピーク値およびピークから−20dB程度の
範囲のスペクトルは変化が少ないことが分る。なお、バ
ンド幅値ｋ（＝ka＝kb＝２π＊100）およびシフト値ｎ
（＝na＝nb＝０）がいずれも前半周期と後半周期とで等
しい第３図の例では、急峻なピークは得られるが、裾野
部分のスペクトルは極めて低レベルとなる。
第７〜９図は、バンド幅値ｋ（＝ka＝kb）をそれぞれ
２π＊200,2π＊400,2π＊800に設定した以外は第３図
のフォルマント音と同一の条件で合成したフォルマント
音の波形およスペクトルを示す。第３図および第７〜９
図によれば、バンド幅値ｋを増加して行くと、フォルマ
ントスペクトルの裾野部分のレベルが上昇するが、同時
にバンド幅も増加することが分る。すなわち、本発明者
が先に試みたように、ウインドウ波形を前半周期と後半
周期の形状が等しい状態で変化した場合、裾野部分のス
ペクトルレベルとバンド幅とが連動して変化し、ピーク
が鋭く、かつ裾野の広いフォルマントスペクトルとはな
らない。
２π＊200,2π＊400,2π＊800に設定した以外は第３図
のフォルマント音と同一の条件で合成したフォルマント
音の波形およスペクトルを示す。第３図および第７〜９
図によれば、バンド幅値ｋを増加して行くと、フォルマ
ントスペクトルの裾野部分のレベルが上昇するが、同時
にバンド幅も増加することが分る。すなわち、本発明者
が先に試みたように、ウインドウ波形を前半周期と後半
周期の形状が等しい状態で変化した場合、裾野部分のス
ペクトルレベルとバンド幅とが連動して変化し、ピーク
が鋭く、かつ裾野の広いフォルマントスペクトルとはな
らない。
なお、上述の実施例においては、サイン自乗波の後半
周期のみをnb（＞０）乗することによってウインドウ波
形の前半周期と後半周期との形状を異ならせた例につい
て説明したが、前半周期側のみをべき乗するようにして
もよく、また、na≠nbであれば、前半周期と後半周期の
双方をべき乗するようにしてもよい。また、上記na≠nb
とする代わりに、あるいはna≠nbの条件と組合せてka≠
kbとすることにより、サイン自乗波の前半周期と後半周
期の読み出し周期を異ならせ、もってウインド波形を前
後非対称波形としてもよい。
周期のみをnb（＞０）乗することによってウインドウ波
形の前半周期と後半周期との形状を異ならせた例につい
て説明したが、前半周期側のみをべき乗するようにして
もよく、また、na≠nbであれば、前半周期と後半周期の
双方をべき乗するようにしてもよい。また、上記na≠nb
とする代わりに、あるいはna≠nbの条件と組合せてka≠
kbとすることにより、サイン自乗波の前半周期と後半周
期の読み出し周期を異ならせ、もってウインド波形を前
後非対称波形としてもよい。
また、上記サイン自乗波メモリの代わりに正弦波メモ
リを用い、サイン自乗波またはサイン自乗波のべき乗は
対数加算やビットシフト等の演算操作により求めるよう
にしてもよい。
リを用い、サイン自乗波またはサイン自乗波のべき乗は
対数加算やビットシフト等の演算操作により求めるよう
にしてもよい。
さらに、上述においては、対数値を加算することによ
り、真数の乗算を実行しているが、乗算器を用いて真数
のまま乗算を行なうようにしてもよい。
り、真数の乗算を実行しているが、乗算器を用いて真数
のまま乗算を行なうようにしてもよい。
さらに、上述においては、搬送波としてサイン波、変
調波としてサインのべき乗波を用いる例を示したが、１
周期において振幅が０から１、さらに１から０へと連続
的に変化する任意の波形を用いて、より複雑なスペクト
ルを持つ楽音を合成するようにしてもよい。
調波としてサインのべき乗波を用いる例を示したが、１
周期において振幅が０から１、さらに１から０へと連続
的に変化する任意の波形を用いて、より複雑なスペクト
ルを持つ楽音を合成するようにしてもよい。
さらに、搬送波用または変調波用の波形メモリとして
RAMを用い、外部からの音色指定に従い、各種波形を書
き込んで用いてもよい。
RAMを用い、外部からの音色指定に従い、各種波形を書
き込んで用いてもよい。
さらに、第１図に示した正弦波テーブルり代わりに、
他の高調波成分を多く有する波形を読み出し、フィルタ
リング処理した後に用いてもよい。
他の高調波成分を多く有する波形を読み出し、フィルタ
リング処理した後に用いてもよい。
［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば、ウインドウ
波形として前半と後半とで非対称な波形を用いたのでピ
ークが鋭く、かつ裾野が広いスペクトルを有するフォル
マント音を合成することができる。したがって、簡略な
構成で自然のものにより近いフォルマント音の合成が可
能になった。
波形として前半と後半とで非対称な波形を用いたのでピ
ークが鋭く、かつ裾野が広いスペクトルを有するフォル
マント音を合成することができる。したがって、簡略な
構成で自然のものにより近いフォルマント音の合成が可
能になった。
第１図は、この発明に係るフォルマント音合成装置のブ
ロック図、 第２図は、第１図の装置の各部の動作を示すタイミング
図、 第３〜９図は、第１図の装置を種々に設定した場合それ
ぞれの状態で合成されるフォルマント音を示し、各図の
（ａ）は波形図、（ｂ）は振幅スペクトル図、 第10図（ａ）（ｂ）は、自然フォルマント音の一例を示
す波形図および振幅スペクトル図、 第11図は、自然フォルマント音の振幅模式的スペクトル
図、 第12図（ａ）（ｂ）は、従来のフォルマント合成装置で
用いられる搬送波形および変調波形を示す図、そして、 第13図は、本発明者が先に試みた方式により合成された
フォルマント音の振幅スペクトル図である。 1:パルス発生回路 2:搬送波形発生回路 3:変調（ウインドウ）波形発生回路 4:加算器 33:サイン自乗波メモリ
ロック図、 第２図は、第１図の装置の各部の動作を示すタイミング
図、 第３〜９図は、第１図の装置を種々に設定した場合それ
ぞれの状態で合成されるフォルマント音を示し、各図の
（ａ）は波形図、（ｂ）は振幅スペクトル図、 第10図（ａ）（ｂ）は、自然フォルマント音の一例を示
す波形図および振幅スペクトル図、 第11図は、自然フォルマント音の振幅模式的スペクトル
図、 第12図（ａ）（ｂ）は、従来のフォルマント合成装置で
用いられる搬送波形および変調波形を示す図、そして、 第13図は、本発明者が先に試みた方式により合成された
フォルマント音の振幅スペクトル図である。 1:パルス発生回路 2:搬送波形発生回路 3:変調（ウインドウ）波形発生回路 4:加算器 33:サイン自乗波メモリ
Claims (1)
- 【請求項１】発生すべきフォルマント音の音高とは独立
して所望の音色に対応して任意に設定された所定の第１
の繰返し周期を有する第１の波形を発生する第１の波形
発生手段と、 上記第１の繰返し周期より長い第２の周期を有する、前
半周期と後半周期との形状が異なる第２の波形を発生す
る第２の波形発生手段と、 上記フォルマント音の音高に対応した周期のパルス信号
を繰返し発生するパルス信号発生手段と、 上記パルス信号により上記第１および第２の波形発生手
段における波形発生動作を繰り返し初期設定しながら上
記フォルマント音の音高に対応した周期で上記第１およ
び第２の波形を繰返し発生させる制御手段と、 上記第１および第２の波形発生手段から発生される波形
を乗算する乗算手段と を具備し、上記乗算手段の出力としてフォルマント音波
形を発生することを特徴とするフォルマント音合成装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1081554A JP2504173B2 (ja) | 1989-04-03 | 1989-04-03 | フォルマント音合成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1081554A JP2504173B2 (ja) | 1989-04-03 | 1989-04-03 | フォルマント音合成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02262698A JPH02262698A (ja) | 1990-10-25 |
| JP2504173B2 true JP2504173B2 (ja) | 1996-06-05 |
Family
ID=13749505
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1081554A Expired - Fee Related JP2504173B2 (ja) | 1989-04-03 | 1989-04-03 | フォルマント音合成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2504173B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4179268B2 (ja) | 2004-11-25 | 2008-11-12 | カシオ計算機株式会社 | データ合成装置およびデータ合成処理のプログラム |
-
1989
- 1989-04-03 JP JP1081554A patent/JP2504173B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02262698A (ja) | 1990-10-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |