JPS63206100A - マルチウエイスピ−カ装置 - Google Patents
マルチウエイスピ−カ装置Info
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- JPS63206100A JPS63206100A JP3938087A JP3938087A JPS63206100A JP S63206100 A JPS63206100 A JP S63206100A JP 3938087 A JP3938087 A JP 3938087A JP 3938087 A JP3938087 A JP 3938087A JP S63206100 A JPS63206100 A JP S63206100A
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- Japan
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- signal path
- signal
- filter
- circuit
- speaker
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- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はマルチウェイスピーカ装置２％に複数のスピ
ーカによって作られる合成音圧の主極大方向を、スピー
カの軸方向に向けることＫよって。
ーカによって作られる合成音圧の主極大方向を、スピー
カの軸方向に向けることＫよって。
自然な音質を得るものに関する。
マルチウェイスピーカ装置により、スピーカ装置の前方
にいる聴取者に対し自然な音質゛の音響再生を行うため
には、その高音用、低音用等の複数のスピーカによって
作られる合成音圧の主極大方向を、スピーカの軸方向、
つまり聴取者の方向に向ける必要がある。
にいる聴取者に対し自然な音質゛の音響再生を行うため
には、その高音用、低音用等の複数のスピーカによって
作られる合成音圧の主極大方向を、スピーカの軸方向、
つまり聴取者の方向に向ける必要がある。
例えば第５図はこのような要求に答えるものとして、特
開昭５９−１３１２９３号に示されたマルチウェイスピ
ーカ装置の基本構成を示すブロック図である。図におい
て、 ｆｉ４は共通の入力信号路から分岐した第１の信
号路（ＩＩＫ設けられたベッセル形（定遅延形）の低域
通過フィルタ、（２）は＠２の信号路１３１ Ｋ設けら
れ、このフィルタＩと同じ一定遅延時間（ｌを有する遅
延回路、（４；はこの遅延回路（２）の出力から上記フ
ィルタＩの出力を減算する減算回路、（５）はこの減算
回路（４）の出力を音響再生する高音用スピーカ、（６
）は上記フィルタ０着の出力を音響再生する低音用スピ
ーカである。
開昭５９−１３１２９３号に示されたマルチウェイスピ
ーカ装置の基本構成を示すブロック図である。図におい
て、 ｆｉ４は共通の入力信号路から分岐した第１の信
号路（ＩＩＫ設けられたベッセル形（定遅延形）の低域
通過フィルタ、（２）は＠２の信号路１３１ Ｋ設けら
れ、このフィルタＩと同じ一定遅延時間（ｌを有する遅
延回路、（４；はこの遅延回路（２）の出力から上記フ
ィルタＩの出力を減算する減算回路、（５）はこの減算
回路（４）の出力を音響再生する高音用スピーカ、（６
）は上記フィルタ０着の出力を音響再生する低音用スピ
ーカである。
このような構成のマルチウェイスピーカ装置においては
、入力された音響信号のうち、低域信号ＴＬ（Ｓ）が低
音用スピーカ（６）から、またこの低域信号ＴＬ（８１
を入力信号から減算して得られる高域信号ＴＨ（８１が
高音用スピーカ（５１からそれぞれ再生される。
、入力された音響信号のうち、低域信号ＴＬ（Ｓ）が低
音用スピーカ（６）から、またこの低域信号ＴＬ（８１
を入力信号から減算して得られる高域信号ＴＨ（８１が
高音用スピーカ（５１からそれぞれ再生される。
第６図はこのＴＬ（８１とＴ■（８１の振幅および位相
特性を示しｅ Ｍ５Ｌ ｅ Ｍ２Ｒはフィルタ＋１
４＆ｃ５次のベッセル形低域通過フィルタを用いた場合
のＴＬ（８１゜ＴＨ（Ｓｌの振幅、φＬ５．φ−はその
時の位相を示す。
特性を示しｅ Ｍ５Ｌ ｅ Ｍ２Ｒはフィルタ＋１
４＆ｃ５次のベッセル形低域通過フィルタを用いた場合
のＴＬ（８１゜ＴＨ（Ｓｌの振幅、φＬ５．φ−はその
時の位相を示す。
なお、上記（８１のＳはを累周仮数（ｓ＝δ＋ｊｗ）
である。
である。
ここで特開昭５９−１３１２９３号にも記述のとおり。
マルチウェイスピーカ装置が自然な音響再生を行うため
には、 ＴＬ（８１とＴＨ（８１の和について電融位
相特性を有するとともに、クロスオーバー周波数付近で
はＴＬ（８１とＴＨＴＳＩの位相を同相とし、別のスピ
ーカからでる同じ周波数の音の合成音圧の主極大方向を
スピーカの軸方向と一致させる必要がある。
には、 ＴＬ（８１とＴＨ（８１の和について電融位
相特性を有するとともに、クロスオーバー周波数付近で
はＴＬ（８１とＴＨＴＳＩの位相を同相とし、別のスピ
ーカからでる同じ周波数の音の合成音圧の主極大方向を
スピーカの軸方向と一致させる必要がある。
上記のマルチウェイスピーカ装置においては、遅延回路
＋２１を設け、かつフィルタにベッセル形（定遅延形）
を用いたので、 ＴＬ（８１とＴＨ（８１の相和つい
ては第５図から ＴＬ（Ｓｌ＋ ＴＨ（Ｓｌ＝ ＴＩ、（Ｓｌ＋ （ｅ−
τＳ−ＴＬ、（Ｓｌ ） ＝： ｅ−τＳ−・・−（１
１と直線位相特性を示し、また第６図かられかるように
φＬ５とφＨ５はクロスオーバー周波数付近（ｘ＝０．
６〜１．２）で φｔ、Ｓ中φＨ５・・・・・・曲・曲（２）とほぼ同相
である。従って第７図に示すように両スピーカ（５１，
ｆｉ＋からの音の合成音圧ｔ１Ｓの主極大方向は図中の
バッフル面αｅ前方にのびる中心軸（スピーカの軸）方
向と一致し、自然な音質の音響再生を提供するものとな
っている。
＋２１を設け、かつフィルタにベッセル形（定遅延形）
を用いたので、 ＴＬ（８１とＴＨ（８１の相和つい
ては第５図から ＴＬ（Ｓｌ＋ ＴＨ（Ｓｌ＝ ＴＩ、（Ｓｌ＋ （ｅ−
τＳ−ＴＬ、（Ｓｌ ） ＝： ｅ−τＳ−・・−（１
１と直線位相特性を示し、また第６図かられかるように
φＬ５とφＨ５はクロスオーバー周波数付近（ｘ＝０．
６〜１．２）で φｔ、Ｓ中φＨ５・・・・・・曲・曲（２）とほぼ同相
である。従って第７図に示すように両スピーカ（５１，
ｆｉ＋からの音の合成音圧ｔ１Ｓの主極大方向は図中の
バッフル面αｅ前方にのびる中心軸（スピーカの軸）方
向と一致し、自然な音質の音響再生を提供するものとな
っている。
上記のような従来のマルチウェイスピーカ装置では、複
数のスピーカに加えられる信号が、クロスオーバー周波
数付近ではほぼ同相となり、従って別々のスピーカから
でる同一周波数の音の合成音圧の主極大方向は、スピー
カの軸方向と一致する。しかしながら９例えば第６図中
のクロスオーバー周波数付近を少し離れた１、５＜ｘ＜
２の領域においては、低域振幅ＭＬ５が十分減衰してい
ないうちにφＬ５とφＨ５の位相差が激増しているので
。
数のスピーカに加えられる信号が、クロスオーバー周波
数付近ではほぼ同相となり、従って別々のスピーカから
でる同一周波数の音の合成音圧の主極大方向は、スピー
カの軸方向と一致する。しかしながら９例えば第６図中
のクロスオーバー周波数付近を少し離れた１、５＜ｘ＜
２の領域においては、低域振幅ＭＬ５が十分減衰してい
ないうちにφＬ５とφＨ５の位相差が激増しているので
。
合成音圧の主極大方向が必ずしもスピーカの軸方向とは
一致せず、ある角度を持った斜めの方向にずれるため、
自然な音質が得られないという問題点があった。
一致せず、ある角度を持った斜めの方向にずれるため、
自然な音質が得られないという問題点があった。
この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
で、より広い周波数帯域に対して、複数のスピーカで再
生される合成音圧の主極大方向がスピーカの軸方向と一
致するようＫしたマルチウェイスピーカ装置を得ること
を目的とする。
で、より広い周波数帯域に対して、複数のスピーカで再
生される合成音圧の主極大方向がスピーカの軸方向と一
致するようＫしたマルチウェイスピーカ装置を得ること
を目的とする。
この発明に係るマルチウェイスピーカ装置は。
共通の信号路から分岐して設けられた第１．第２の信号
路、この第１の信号路中に設けられた直線位相ＦＩＲ形
ディジタルフィルタ、第２の信号路中に設けられこの第
２の信号路の遅延時間が第１の信号路の遅延時間に対応
するような遅延時間を有する遅延回路、この遅延回路の
出力信号から上記フィルタの出力信号を減する減算回路
、この減算回路および上記フィルタの出力にそれぞれ応
答するスピーカを備えたものである。
路、この第１の信号路中に設けられた直線位相ＦＩＲ形
ディジタルフィルタ、第２の信号路中に設けられこの第
２の信号路の遅延時間が第１の信号路の遅延時間に対応
するような遅延時間を有する遅延回路、この遅延回路の
出力信号から上記フィルタの出力信号を減する減算回路
、この減算回路および上記フィルタの出力にそれぞれ応
答するスピーカを備えたものである。
この発明においては、第１の信号路中に直線位相ＦＩＲ
形ディジタルフィルタを設けることにより。
形ディジタルフィルタを設けることにより。
このディジタルフィルタからの出力信号と、第２の信号
路中の遅延回路の出力信号から上記ディジタルフィルタ
の出力信号を減じた信号との位相を。
路中の遅延回路の出力信号から上記ディジタルフィルタ
の出力信号を減じた信号との位相を。
広範な周波帯域九対して同一にでき、もってそれぞれの
信号に応答するスピーカで音響再生される合成音圧の主
極大方向を、スピーカの軸方向と一致させることができ
る。
信号に応答するスピーカで音響再生される合成音圧の主
極大方向を、スピーカの軸方向と一致させることができ
る。
第１図はこの発明の一実施例を示すマルチウェイスピー
カ装置のブロック図である。図において（１）〜（６）
は上記従来例と同様のものである。（７）は低域通過フ
ィルタであり、以下のものから構成さｎている。すなわ
ち、（８）はＡ／Ｄ変換器、（９）はこのＡ／Ｄ変換器
（８：からのディジタル信号をフィルタ処理するＦＩＲ
形ディジタルフィルタ、 ＋ｌ［ＩはこのＦＩＲ形ディ
ジタルフィルタ（９）に与える係数を発生する係数発生
回路、ａｌｌはＤ／人変換器である。なおこの実施例に
おいて、第１の信号路（１）、第２の信号路（３１とは
、この２つが分岐した点から減算回路（４）へのそれぞ
れの入力点までのことであり、その中には低域通過フィ
ルタ（７）、または遅延回路（２）のみが設けられてい
る。従って遅延回路（２）の遅延時間は、第２の信号路
１３１の遅延時間を第１の信号路（１１の遅延時間に対
応させるべく、低域通過フィルタ（７１の遅延時間と等
しくなるように設定されている。
カ装置のブロック図である。図において（１）〜（６）
は上記従来例と同様のものである。（７）は低域通過フ
ィルタであり、以下のものから構成さｎている。すなわ
ち、（８）はＡ／Ｄ変換器、（９）はこのＡ／Ｄ変換器
（８：からのディジタル信号をフィルタ処理するＦＩＲ
形ディジタルフィルタ、 ＋ｌ［ＩはこのＦＩＲ形ディ
ジタルフィルタ（９）に与える係数を発生する係数発生
回路、ａｌｌはＤ／人変換器である。なおこの実施例に
おいて、第１の信号路（１）、第２の信号路（３１とは
、この２つが分岐した点から減算回路（４）へのそれぞ
れの入力点までのことであり、その中には低域通過フィ
ルタ（７）、または遅延回路（２）のみが設けられてい
る。従って遅延回路（２）の遅延時間は、第２の信号路
１３１の遅延時間を第１の信号路（１１の遅延時間に対
応させるべく、低域通過フィルタ（７１の遅延時間と等
しくなるように設定されている。
このように構成されたマルチウェイスピーカ装置におい
ては、入力さｎた前書信号のうち、低域通過フィルタ（
７）による低域信号Ｊ、（ｅｊΩ）が低音用スピーカ（
６）から、またこの低域信号をもとの信号から減じた高
域信号ＨＨ（ｅ ｊΩ）が高音用スピーカ（５１から貴
書再生される。ところでＦＩＲ形ディジタルフィルタ（
９１の周波数特性Ｈ（ｅｊΩ）は、「ディジタル信号処
理」奇弁を者（産報）に示されるように次式で表わされ
る。
ては、入力さｎた前書信号のうち、低域通過フィルタ（
７）による低域信号Ｊ、（ｅｊΩ）が低音用スピーカ（
６）から、またこの低域信号をもとの信号から減じた高
域信号ＨＨ（ｅ ｊΩ）が高音用スピーカ（５１から貴
書再生される。ところでＦＩＲ形ディジタルフィルタ（
９１の周波数特性Ｈ（ｅｊΩ）は、「ディジタル信号処
理」奇弁を者（産報）に示されるように次式で表わされ
る。
ここで、Ωは角周波数、 ２Ｍはインパルスレスポン
スのサンプル総数、α−はディジタルフィルタの係数で
ある。１３１式かられかるようＫＨ（ｅｊΩ）の位相特
性φ（Ｑ）は φ（Ｑ） ＝ −ｙｔΩ ・・・・・・・・・
・・・・・・１４１となって直膨位相（遅延一定）を示
していることが坤解される。また振幅特性ＩＨ（ｅｊΩ
）１はであり、フーリエ余弦級数の部分和の絶対イ鋤と
いう形で、任意の振幅特性を近似できることがわかる。
スのサンプル総数、α−はディジタルフィルタの係数で
ある。１３１式かられかるようＫＨ（ｅｊΩ）の位相特
性φ（Ｑ）は φ（Ｑ） ＝ −ｙｔΩ ・・・・・・・・・
・・・・・・１４１となって直膨位相（遅延一定）を示
していることが坤解される。また振幅特性ＩＨ（ｅｊΩ
）１はであり、フーリエ余弦級数の部分和の絶対イ鋤と
いう形で、任意の振幅特性を近似できることがわかる。
そこで、上記実施例において、遅延回路（２）の遅延時
間を低域通過フィルタ（７）の遅延時間と等しくなるよ
うに設定し、即ち位相特性を等しくシ、低域信号Ｈｔ、
（ｅｊΩ）、高域信号Ｈ）Ｉ （ｅｊΩ）を表わすと
。
間を低域通過フィルタ（７）の遅延時間と等しくなるよ
うに設定し、即ち位相特性を等しくシ、低域信号Ｈｔ、
（ｅｊΩ）、高域信号Ｈ）Ｉ （ｅｊΩ）を表わすと
。
ＨＨ（ｅｊΩ）＝ｅ−ｊＭΩ−Ｈｔ、（ｅｊΩ）〕
・・・・・・（７）
となる。またこれらの和は
ＨＬ （ｅｊΩ）＋ＩＩＨ（ｅｊΩ） ＝＝ ６−Ｍｏ
曲曲曲（８：となり、直軸位相特性を示す。
曲曲曲（８：となり、直軸位相特性を示す。
上記ＨしくｅｊΩ）。
ＨＨ（ｅｊΩ）の位相特性をφＬ（Ω）、φＨ（Ω）と
すると。
すると。
（６）式、（７）式から
φＬ（Ω）＝−ＭＱ ・・・・・・・・・・・
・＋９１φＨ（Ω）＝（・・聞・曲・（ＩＱ であるから９両信号の位相は実質的に全周波数帯域に渡
って同相となる。従ってこのマルチウェイスピーカ装置
においては、高音用スピーカ（５１と低音用スピーカー
６）による合成音圧の主極大方向は。
・＋９１φＨ（Ω）＝（・・聞・曲・（ＩＱ であるから９両信号の位相は実質的に全周波数帯域に渡
って同相となる。従ってこのマルチウェイスピーカ装置
においては、高音用スピーカ（５１と低音用スピーカー
６）による合成音圧の主極大方向は。
常にスピーカの軸方向と一致すること圧なる。
また、従来のベッセル形フィルタを用いたものは、高域
信号の振１−特性がフィルタの次数に無関係に一１２ｄ
Ｂ１０Ｃｔの遮断特性（第６図参照）をもち、減衰の傾
きが不足していたが、この発明によればこれを急峻なも
のにすることができる。すなわち、 Ｈ４，（ｅＪΩ）
、 ＨＨ（ｅｊΩ）の振幅特性をＧＬｃＱ）。
信号の振１−特性がフィルタの次数に無関係に一１２ｄ
Ｂ１０Ｃｔの遮断特性（第６図参照）をもち、減衰の傾
きが不足していたが、この発明によればこれを急峻なも
のにすることができる。すなわち、 Ｈ４，（ｅＪΩ）
、 ＨＨ（ｅｊΩ）の振幅特性をＧＬｃＱ）。
ＧＨ（Ω）と表わすと、Ｃ６）式、（７）式よりとなる
。ｃｌ、（Ω）は１５１式で述べたよ５に任意の遮断特
性（掘−特性）を近似することができるので。
。ｃｌ、（Ω）は１５１式で述べたよ５に任意の遮断特
性（掘−特性）を近似することができるので。
例えば−３８ｄＢ１０Ｃ１，の遮断特性を有する次の特
性を近似したと考える。
性を近似したと考える。
するとＧＨ（Ω）は
と表わされ、このａＨ（Ω）は３６ｄＢ１０ｃｔ、の急
峻な遮断特性を有する。第２図（ａｌ、 （ｂｌはそれ
ぞれリニア軸、対数軸でのこの遮断特性を示し、この図
からもわかるようにＧＬ（Ω）ばかりでなくＧｏ（Ω）
も急峻であるため、各スピーカに加わる不要な高域また
は低域成分を十分圧遮断できる。
峻な遮断特性を有する。第２図（ａｌ、 （ｂｌはそれ
ぞれリニア軸、対数軸でのこの遮断特性を示し、この図
からもわかるようにＧＬ（Ω）ばかりでなくＧｏ（Ω）
も急峻であるため、各スピーカに加わる不要な高域また
は低域成分を十分圧遮断できる。
ところでこの発明は上記実施例忙限られず２例えば第３
図に示すようにＭｏ変換器（８１のディジタル出力信号
をＦＩＲ形ディジタルフィルタ（９−と、遅延回路（２
）に分岐するようにしてもよい。この場合遅延回路（２
）および減算回ｗＴ１４１もディジタル回路で実現され
、各スピーカ（５１，＋６１にはＤ／人変換器（１１ａ
ｐｓ（１１ｂ）からのアナログ信号が加えられる。さら
にこの発明は３ウ工イ方式以上のものくも適用し得るも
のである。ｗＪ４図は３ウ工イ方式のものを示し、（シ
〜αυは上記実施例と同様のものである。（２ａ） ＊
（２ｂ）は遅延回路＝ （４ａ）＊ （ａｂ）は減算
回路、 ａａは中域以下の信号を通過させるフィルタで
あり、低域通過フィルタ（））と同様の構成となってい
る。ａ３は中音用スピーカである。この場合、遅延回路
（２ｂ）は上記フィルタα２と等しい遅延時間を有し、
もう一つの遅延回路υは、上記フィルタロｚの遅延時間
を加えると低域通過フィルタ（７１の遅延時間と等しく
なるような遅延時間を有している。この３ウ工イ方式に
おいても、低域通過フィルタ（７）からの低域信号、中
域以下の信号からこの低域信号を減じてなる中域信号、
入力信号から中域以下の信号を減じてなる高域信号は全
て同相となるものである。
図に示すようにＭｏ変換器（８１のディジタル出力信号
をＦＩＲ形ディジタルフィルタ（９−と、遅延回路（２
）に分岐するようにしてもよい。この場合遅延回路（２
）および減算回ｗＴ１４１もディジタル回路で実現され
、各スピーカ（５１，＋６１にはＤ／人変換器（１１ａ
ｐｓ（１１ｂ）からのアナログ信号が加えられる。さら
にこの発明は３ウ工イ方式以上のものくも適用し得るも
のである。ｗＪ４図は３ウ工イ方式のものを示し、（シ
〜αυは上記実施例と同様のものである。（２ａ） ＊
（２ｂ）は遅延回路＝ （４ａ）＊ （ａｂ）は減算
回路、 ａａは中域以下の信号を通過させるフィルタで
あり、低域通過フィルタ（））と同様の構成となってい
る。ａ３は中音用スピーカである。この場合、遅延回路
（２ｂ）は上記フィルタα２と等しい遅延時間を有し、
もう一つの遅延回路υは、上記フィルタロｚの遅延時間
を加えると低域通過フィルタ（７１の遅延時間と等しく
なるような遅延時間を有している。この３ウ工イ方式に
おいても、低域通過フィルタ（７）からの低域信号、中
域以下の信号からこの低域信号を減じてなる中域信号、
入力信号から中域以下の信号を減じてなる高域信号は全
て同相となるものである。
この発明は以上説明したとおり、共通の信号路を分岐し
て設けられた第１の信号路に直線位相ＦＩＲ形ディジタ
ルフィルタを、また第２の信号路にはこの信号路の遅延
時間が第１の信号路の遅延時間に対応するような遅延時
間を有する遅延回路をそれぞれ設け、この遅延回路の出
力信号から上記ディジタルフィルタの出力信号を減する
減算回路と、この減算回路および上記ディジタルフィル
タの出力にそれぞれ応答するスピーカーを備えたので、
各スピーカーから再生さｎる音の合成音圧の主極大方向
が広範な周波数帯域にわたってスピーカの軸方向と一致
し、自然な音質の前書再生を行うことができる効果があ
る。
て設けられた第１の信号路に直線位相ＦＩＲ形ディジタ
ルフィルタを、また第２の信号路にはこの信号路の遅延
時間が第１の信号路の遅延時間に対応するような遅延時
間を有する遅延回路をそれぞれ設け、この遅延回路の出
力信号から上記ディジタルフィルタの出力信号を減する
減算回路と、この減算回路および上記ディジタルフィル
タの出力にそれぞれ応答するスピーカーを備えたので、
各スピーカーから再生さｎる音の合成音圧の主極大方向
が広範な周波数帯域にわたってスピーカの軸方向と一致
し、自然な音質の前書再生を行うことができる効果があ
る。
第１図はこの発明の一実施例を示すマルチウェイスピー
カ装置のブロック図、第２図はその振幅特性の一例を示
す特性図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第４図は別の他の実施例を示すブロック図、第５
図は従来のマルチウェイスピーカ装置の構成を示すブロ
ック図、第６図はその周波数特性の一例を示す特性図、
第７図は２つのスピーカの合成音圧の主極大方向を示す
説明図である。 図において、（１）は第１の信号路、（２）は遅延回路
。 （３１は第２の信号路、（４１は減算回路、（５１は高
音用スピーカ、（６１は低音用スピーカ、（７）は低域
通過フィルタ、（８：は人／Ｄ変換器、（９）はＦＩＲ
形ディジタルフィルタ、αＧは係数発生回路、αυはＤ
／人変換器である。 なお９図中同一符号は同一または相当部分を示す。 第 １ 図 第 ２ 図 （ａ） （ｂ） 第３図 第 ５ 図 ８４１ｍ 第７図
カ装置のブロック図、第２図はその振幅特性の一例を示
す特性図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第４図は別の他の実施例を示すブロック図、第５
図は従来のマルチウェイスピーカ装置の構成を示すブロ
ック図、第６図はその周波数特性の一例を示す特性図、
第７図は２つのスピーカの合成音圧の主極大方向を示す
説明図である。 図において、（１）は第１の信号路、（２）は遅延回路
。 （３１は第２の信号路、（４１は減算回路、（５１は高
音用スピーカ、（６１は低音用スピーカ、（７）は低域
通過フィルタ、（８：は人／Ｄ変換器、（９）はＦＩＲ
形ディジタルフィルタ、αＧは係数発生回路、αυはＤ
／人変換器である。 なお９図中同一符号は同一または相当部分を示す。 第 １ 図 第 ２ 図 （ａ） （ｂ） 第３図 第 ５ 図 ８４１ｍ 第７図
Claims (1)
- 共通の信号路から分岐して設けられた第１および第２の
信号路、この第１の信号路中に設けられた直線位相ＦＩ
Ｒ形ディジタルフィルタ、上記第２の信号路中に設けら
れ、この第２の信号路の遅延時間が上記第１の信号路の
遅延時間と対応するような遅延時間を有する遅延回路、
この遅延回路の出力信号から上記ディジタルフィルタの
出力信号を減算する減算回路、この減算回路の出力およ
び上記ディジタルフィルタの出力にそれぞれ応答するス
ピーカを備えたマルチウェイスピーカ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3938087A JPS63206100A (ja) | 1987-02-23 | 1987-02-23 | マルチウエイスピ−カ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3938087A JPS63206100A (ja) | 1987-02-23 | 1987-02-23 | マルチウエイスピ−カ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63206100A true JPS63206100A (ja) | 1988-08-25 |
Family
ID=12551411
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3938087A Pending JPS63206100A (ja) | 1987-02-23 | 1987-02-23 | マルチウエイスピ−カ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63206100A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006014367A (ja) * | 2005-08-05 | 2006-01-12 | Pioneer Electronic Corp | 音声データ処理方法 |
| JP2008205822A (ja) * | 2007-02-20 | 2008-09-04 | Yamaha Corp | スピーカアレイ装置および信号処理方法 |
| JP2009194877A (ja) * | 2008-02-18 | 2009-08-27 | Sharp Corp | 音声信号変換装置、音声信号変換方法、制御プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
-
1987
- 1987-02-23 JP JP3938087A patent/JPS63206100A/ja active Pending
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