JPS63171025A - ヒステリシス回路 - Google Patents
ヒステリシス回路Info
- Publication number
- JPS63171025A JPS63171025A JP234387A JP234387A JPS63171025A JP S63171025 A JPS63171025 A JP S63171025A JP 234387 A JP234387 A JP 234387A JP 234387 A JP234387 A JP 234387A JP S63171025 A JPS63171025 A JP S63171025A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- data string
- input
- carry
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003864 performance function Effects 0.000 description 1
- 238000012800 visualization Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、デジタル信号処理回路において雑音を抑圧す
る目的等で用いられるヒステリシス回路に関するもので
ある。
る目的等で用いられるヒステリシス回路に関するもので
ある。
従来の技術
近年、テレビジョン受像機の機能の1部分、例えばビデ
オ信号処理回路がデジタル化されるようになってきてい
る。これはデジタル信号処理技術を用いることにより、
アナログ技術では達成できないより安定で、より部品点
数が少なく、より高性能の機能が得られるからである。
オ信号処理回路がデジタル化されるようになってきてい
る。これはデジタル信号処理技術を用いることにより、
アナログ技術では達成できないより安定で、より部品点
数が少なく、より高性能の機能が得られるからである。
しかしながら、そのデジタル信号処理もビット長の制限
があり、限られたビット長の中で性能を確保しなければ
ならない。
があり、限られたビット長の中で性能を確保しなければ
ならない。
有限ビット長を用いてデジタル信号処理を行なう場合に
問題となるのはSNである。
問題となるのはSNである。
発明が解決しようとする問題点
以下図面を参照しながら従来の問題点について説明する
。
。
第3図は従来のヒステリシスのない回路に入力したデー
タ列を示している。aはデータ列でありbはそれを視覚
化したものである。ここで“6”と6”の繰返しがノイ
ズである。このようなノイズは理想的なADコンバータ
を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換しても有限
語長を用いる限り1ビツト誤差として避けられないもの
である。
タ列を示している。aはデータ列でありbはそれを視覚
化したものである。ここで“6”と6”の繰返しがノイ
ズである。このようなノイズは理想的なADコンバータ
を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換しても有限
語長を用いる限り1ビツト誤差として避けられないもの
である。
本発明は上記問題点に鑑み、ADコンバータで発生する
1ビツト誤差を吸収するためのヒステリシス回路を提供
するものである。
1ビツト誤差を吸収するためのヒステリシス回路を提供
するものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために、本発明のヒステリシス回
路は、入力データ列を反転する第1の反転回路と、入力
データ列をラッチする第1の遅延回路と、第1の反転回
路の出力と第1の遅延回路の出力との全加算を行ないキ
ャリー入力に1″を入力した第1の全加算回路と、第1
の遅延回路の出力を反転する第2の反転回路と、第2の
反転回路の出力と入力データ列を全加算しキャリー入力
に1“を入力した第2の全加算回路と、第1の全加算回
路のキャリー出力をR入力に第2の全加算回路のキャリ
ー出力をS入力に入力したR−Sフリップフロップ回路
と、R−Sフリップフロップ回路の出力と入力データ列
とを加算しキャリー入力に“○″を入力した全加算回路
とを備えた構成を備えたものである。
路は、入力データ列を反転する第1の反転回路と、入力
データ列をラッチする第1の遅延回路と、第1の反転回
路の出力と第1の遅延回路の出力との全加算を行ないキ
ャリー入力に1″を入力した第1の全加算回路と、第1
の遅延回路の出力を反転する第2の反転回路と、第2の
反転回路の出力と入力データ列を全加算しキャリー入力
に1“を入力した第2の全加算回路と、第1の全加算回
路のキャリー出力をR入力に第2の全加算回路のキャリ
ー出力をS入力に入力したR−Sフリップフロップ回路
と、R−Sフリップフロップ回路の出力と入力データ列
とを加算しキャリー入力に“○″を入力した全加算回路
とを備えた構成を備えたものである。
作 用
本発明は、上記した構成によって、データ列が増加する
場合には出力するデータ列に011を加算し、データ列
が減少する場合には出力するデータ列に′″1″を加算
することによシヒステリシス特性をもたせ、これにより
ADコンバータで発生する1ビツト誤差を○にすること
によりデータ列のSNの向上を図ることができる。
場合には出力するデータ列に011を加算し、データ列
が減少する場合には出力するデータ列に′″1″を加算
することによシヒステリシス特性をもたせ、これにより
ADコンバータで発生する1ビツト誤差を○にすること
によりデータ列のSNの向上を図ることができる。
実施例
以下、本発明の一実施例のヒステリシス回路について、
図面を参照しながら説明する。
図面を参照しながら説明する。
第1図は本発明の一実施例におけるヒステリシス回路の
回路図を示すものである。
回路図を示すものである。
第1図において、11は入力データ列を反転する反転回
路であり、12は入力データ列をラッチする第1の遅延
回路であり、13は第1の反転回路11の出力と第1の
遅低回路12の出力とを加算しキャリー入力に“1″を
入力する第1の全加算回路である。14は第1の遅延回
路12の出力を反転する第2の反転回路であり、16は
第2の反転回路14の出力と入力データ列とを加算しキ
ャリー入力に1″を入力した第2の全加算回路である。
路であり、12は入力データ列をラッチする第1の遅延
回路であり、13は第1の反転回路11の出力と第1の
遅低回路12の出力とを加算しキャリー入力に“1″を
入力する第1の全加算回路である。14は第1の遅延回
路12の出力を反転する第2の反転回路であり、16は
第2の反転回路14の出力と入力データ列とを加算しキ
ャリー入力に1″を入力した第2の全加算回路である。
16は第1の全加算回路13のキャリー出力をR入力に
第2の全加算回路16のキャリー出力をS入力に入力し
たRSフリップフロップ回路であり、1アは入力データ
列とR−Sフリップフロップ回路16のQ出力を加算し
キャリー入力に0”を入力する第3の全加算回路である
。
第2の全加算回路16のキャリー出力をS入力に入力し
たRSフリップフロップ回路であり、1アは入力データ
列とR−Sフリップフロップ回路16のQ出力を加算し
キャリー入力に0”を入力する第3の全加算回路である
。
以上のように構成されたヒステリシス回路について以下
第1図及び第2図を用いてその動作を説明する。
第1図及び第2図を用いてその動作を説明する。
まず、第2図は第1図の各部のデータ列の内容を示すも
のである。aは入力データ列であり、bは第1の全加算
回路13の出力のデータ列であり、Cは第2の全加算回
路15の出力のデータ列である。ここで各々の全加算回
路のキャリー出力は、全加算回路の出力が負の時に1#
が出力される。
のである。aは入力データ列であり、bは第1の全加算
回路13の出力のデータ列であり、Cは第2の全加算回
路15の出力のデータ列である。ここで各々の全加算回
路のキャリー出力は、全加算回路の出力が負の時に1#
が出力される。
従って、R−Sフリップフロップ回路16のQ出力はd
のようになり、第3の全加算回路の出力はeのようにな
る。なお、fは出力信号を示す。
のようになり、第3の全加算回路の出力はeのようにな
る。なお、fは出力信号を示す。
以上のように本実施例によれば、全加算回路を用いて前
データと現データとの差をとり、負であることを検出し
て増加か減少かを判別し、減少の場合は1”を現データ
に加えることによりヒステリシス特性を備える。
データと現データとの差をとり、負であることを検出し
て増加か減少かを判別し、減少の場合は1”を現データ
に加えることによりヒステリシス特性を備える。
なお、本実施例によれば第2の反転回路14は第1の遅
延回路12の出力を反転するようにしているが、別の遅
延回路を入力データ列を遅延させるのに用いてもよい。
延回路12の出力を反転するようにしているが、別の遅
延回路を入力データ列を遅延させるのに用いてもよい。
又、R−Sフリップフロップ回路16の出力と第3の全
加算回路17の入力との間に遅延回路を設け、第3の全
加算回路のもう一方の入力の直前に別の遅延回路を挿入
し、各回路の演算に要する遅延を助けるように時間合わ
せを行なっても同様の動作をする。
加算回路17の入力との間に遅延回路を設け、第3の全
加算回路のもう一方の入力の直前に別の遅延回路を挿入
し、各回路の演算に要する遅延を助けるように時間合わ
せを行なっても同様の動作をする。
発明の効果
以上のように本発明のヒステリシス回路は、入力データ
列を反転する第1の反転回路と、入力データ列をラッチ
する第1の遅延回路と、第1の反転回路の出力と第1の
遅延回路の出力とを加算しキャリー入力に1″を入力す
る第1の全加算回路と、第1の遅延回路の出力を反転す
る第2の反転回路と、第2の反転回路の出力と入力デー
タ列を加算しキャリー入力に1″を入力した第2の全加
算回路と、第1の全加算回路のキャリー出力をR入力に
第2の全加算回路のキャリー出力をS入力に入力したR
−Sフリップフロップ回路と、R−Sフリップフロ・ツ
ブ回路のQ出力と入力データ列とを加算しキャリー入力
に0“を入力した第3の全加算回路とを設けたことによ
り、入力データ列にヒステリシス特性をもたせることが
可能となり、データ列に含まれるノイズを除去すること
ができる。
列を反転する第1の反転回路と、入力データ列をラッチ
する第1の遅延回路と、第1の反転回路の出力と第1の
遅延回路の出力とを加算しキャリー入力に1″を入力す
る第1の全加算回路と、第1の遅延回路の出力を反転す
る第2の反転回路と、第2の反転回路の出力と入力デー
タ列を加算しキャリー入力に1″を入力した第2の全加
算回路と、第1の全加算回路のキャリー出力をR入力に
第2の全加算回路のキャリー出力をS入力に入力したR
−Sフリップフロップ回路と、R−Sフリップフロ・ツ
ブ回路のQ出力と入力データ列とを加算しキャリー入力
に0“を入力した第3の全加算回路とを設けたことによ
り、入力データ列にヒステリシス特性をもたせることが
可能となり、データ列に含まれるノイズを除去すること
ができる。
第1図は本発明の一実施例におけるヒステリシス回路の
回路図、第2図は本発明の一実施例における各部のデー
タ列の変化を説明する模式図、第3図は従来のヒステリ
シスのない入力データ列を示す模式図である。 11.14・・・・・・反転回路、12・・・・・・遅
延回路、13.16.17・・・・・・全加算回路、1
6・・・・・・R−Sフリップフロップ回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 tt、、4−1IhriJオf2
− 叙 q f3.15.17− 全7111坪・If6°−R〜S
7リツデ7Dプ7”@%\j12 閃 第 3 図
回路図、第2図は本発明の一実施例における各部のデー
タ列の変化を説明する模式図、第3図は従来のヒステリ
シスのない入力データ列を示す模式図である。 11.14・・・・・・反転回路、12・・・・・・遅
延回路、13.16.17・・・・・・全加算回路、1
6・・・・・・R−Sフリップフロップ回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 tt、、4−1IhriJオf2
− 叙 q f3.15.17− 全7111坪・If6°−R〜S
7リツデ7Dプ7”@%\j12 閃 第 3 図
Claims (1)
- nビットのデジタル信号処理回路であって、入力データ
列を反転する第1の反転回路と、上記入力データ列をラ
ッチする第1の遅延回路と、上記第1の反転回路の出力
と上記第1の遅延回路の出力との全加算を行ないキャリ
ー入力に“1”を入力する第1の全加算回路と、上記第
1の遅延回路の出力を反転する第2の反転回路と、上記
第2の反転回路の出力と上記入力データ列とを全加算し
、キャリー入力に“1”を入力する第2の全加算回路と
、上記第1の全加算回路のキャリー出力をR入力に入力
し上記第2の全加算回路のキャリー出力をS入力に入力
したR−Sフリップフロップ回路と、上記R−Sフリッ
プフロップ回路の出力と上記入力データ列とを加算しキ
ャリー入力に“0”を入力した第3の全加算回路とを備
えたことを特徴とするヒステリシス回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP234387A JPS63171025A (ja) | 1987-01-08 | 1987-01-08 | ヒステリシス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP234387A JPS63171025A (ja) | 1987-01-08 | 1987-01-08 | ヒステリシス回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63171025A true JPS63171025A (ja) | 1988-07-14 |
Family
ID=11526638
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP234387A Pending JPS63171025A (ja) | 1987-01-08 | 1987-01-08 | ヒステリシス回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63171025A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0440019A (ja) * | 1990-06-04 | 1992-02-10 | Sharp Corp | アナログ―デジタル変換装置 |
-
1987
- 1987-01-08 JP JP234387A patent/JPS63171025A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0440019A (ja) * | 1990-06-04 | 1992-02-10 | Sharp Corp | アナログ―デジタル変換装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS63171025A (ja) | ヒステリシス回路 | |
JPS62281523A (ja) | 変調回路 | |
JPS63298475A (ja) | ヒステリシス回路 | |
JP2002111447A (ja) | ディジタルフィルタ | |
JPS60261210A (ja) | デイジタルフイルタ回路 | |
JPH0220934A (ja) | 二重積分型ノイズシェーパ | |
JPH01114112A (ja) | 消費電力低減回路 | |
JPS6010913A (ja) | パルス信号のノイズ除去回路 | |
JPH0611104B2 (ja) | パルス幅変調器 | |
JPH05244011A (ja) | ノイズシェーピング回路 | |
JPH01261911A (ja) | 直流抑圧装置 | |
JPH03102265A (ja) | 最大値検出回路 | |
JPS59226516A (ja) | 高速並列比較形a/d変換用集積回路 | |
JPS6213123A (ja) | デイジタル論理回路 | |
JP3109080B2 (ja) | 語長制限回路 | |
KR950009685B1 (ko) | 음수 처리를 위한 곱셈 회로 | |
JP2599984B2 (ja) | 入力データのピーク値検出回路 | |
JPH03289810A (ja) | 量子化器 | |
JPS62276928A (ja) | シグネチヤ変換回路 | |
JPH06224780A (ja) | 符号変換回路 | |
JPH0779247B2 (ja) | デコ−ド回路 | |
JPH01277020A (ja) | ノイズ除去回路 | |
JPS60191523A (ja) | デイジタル−アナログ変換器 | |
JPH01274510A (ja) | 二重積分型ノイズシェーパ | |
JPS6079829A (ja) | コ−ド変換回路 |