JPS63133876A - Ｄｃ−ａｃインバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直流電力を交流電力に交換して出力するＤＣ
−ＡＣインバータに関する。

（従来技術） 従来の直流電源から交流電源を出力するＤＣ−ＡＣイン
バータは第１４図に示すような構成となっていた。ＤＣ
−ＡＣインバータとしては、プッシュプル方式とブリッ
ジ方式があるが、簡単なものとしてはプッシュプル方式
が多く、第１４図はプッシュプル方式の例である。この
インバータは、出力の交流周波数の基準となる発振回路
１０１と、この発振回路１０１の出力信号に合わせて交
互にＯＮ１０ＦＦを繰り返す２個のスイッチング素子と
しての電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴという）１，
２を持ったスイッチング回路１０２と、その出力を１０
０ｖに昇圧するトランスＴにより構成されている。なお
、第１４図において、１０１は発振回路、１０２はスイ
ッチング回路、１０３はブレーカ−、ＶＢは直流電源、
Ｔｒｉ、Ｔｒ２はトランジスタ、Ｒ１−Ｒ４は抵抗、Ｓ
ＷＩはスイッチである。

各部Ａ−Ｄの電圧波形は第１５図に示すようになる。つ
まり、スイッチング索子ＦＥＴＩ、ＦＥＴ２が交互にＯ
Ｎ１０ＦＦを繰り返すことにより、トランスＴの１次側
には、順方向と逆方向に交互に電流が流れる。そのため
トランスＴの２次側には出力りのような矩形波の交流が
出力される。

しかし、このインバータ出力を電源として、他の機器を
接続して使用する場合、その機器が交流電源を整流し、
ＳＣＲ等のサイスリスタによりその電源を制御している
ならば、このような矩形波交流がその機器に入力される
と、整流した電圧は直流となってしまい、零電位に落ち
ることがないのでサイリスクがターン０ＦＦＬないため
制御ができなくなる。また、このインバータの出力電圧
は、直流電源電圧により変動し、出力に接続する負荷に
よってもトランスのレギュレーションにより変動する。

（発明の目的） 本発明は、電源として使用した場合に接続される機器が
サイリスタにより電源を制御するものであっても、サイ
リスタが正常にターンＯＦＦするような交流電圧を出力
することができ、しかも入力の直流電圧が変動しても、
また負荷が変動しても出力の交流電圧が一定となるＤＣ
−ＡＣインバータを提供することを目的とする。

（発明の構成） 本発明は、発振回路と、この発振回路の出力によりＯＮ
−ＯＦＦする複数個のスイッチング素子と、このスイッ
チング素子の出力を昇圧する昇圧トランスを備え、前記
複数個のスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦすることによ
り、直流電源から昇圧した矩形波の交流電圧を得るＤＣ
−ＡＣインバ−タにおいて、前記複数個のスイッチング
素子をすべて所定時間ＯＦＦにするＯＦＦタイム発生回
路を設けたものである。

（実施例） 以下、本発明を各実施例について図面とともに説明する
。

〔実施例１〕 実施例の回路構成を第１図に、各部の波形を第２図に示
す。

構成としては、ＤＣ−ＡＣインバータ出力となる交流の
周波数で発振する発振回路１１と、その信号から、すべ
てのスイッチング素子がＯＦＦする時間を持った、スイ
ッチング素子のＯＮ１０ＦＦを制御する信号を発生する
タイミング回路（ＯＦＦタイム発生回路）１２と、その
信号により駆動されるＦＥＴゲートドライブ回路１．２
によりＯＮ１０．ＦＦを繰り返す４個のスイッチング素
子としてのＦＥＴＩ〜４からなるスイッチング回路１３
と、その出力を昇圧するトランス１４よりなっている。

発振回路１１は、出力の交流の周波数と同じ周波数でデ
ユーティ−５０％のパルスが発生する。タイミング回路
１２は、２個のワンショットマルチバイブレーク（以下
、ワンショットマルチという）１．２とＡＮＤ回路１，
２により構成されており、ワンショットマルチ１は発振
回路１１の出力パルスの立ち上がりで、時間τのり。

ｗパルスを出力する（第２図のＣ）。ワンショットマル
チ２は、発振回路］１の出力の反転出力Ｂの立ち上がり
で時間τのＬｏｗパルスを出力する（第２図のＤ）。

次に、Ａの波形とＣの波形をＡＮＤ回路１でＡＮＤを取
り、Ｂの波形とＤの波形をＡＮＤ回路２でＡＮＤを取り
、Ｅ、Ｆの波形を得る。この信号によりスイッチング素
子をＯＮ１０　Ｆ　Ｆさせる。

すなわち、まずＥの信号によりＦＥＴ２．ＦＥＴ３をＦ
の信号によりＦＥＴＩ、ＦＥＴ４をＯＮ１０ＦＦさせる
。これにより、トランス１４の１次側には正逆の電流が
流れ、出力Ｇのような時間τだけＯＦＦタイムを持った
矩形波の交流電力を得る。

〔実施例２〕 前記実施例１の場合、負荷が接続されている時にはＯＦ
Ｆタイムのある矩形波交流を出力する。

しかし、無負荷あるいは負荷が非常に小さい時には、Ｏ
ＦＦ時間を作り、トランスの１次側の電源の供給を停止
させても、２次側の巻線に蓄えられたエネルギーにより
、出力電圧が零電位近くまでは落ちない。そこで、第３
図に示す第２実施例は、無負荷時にも、ＯＦＦタイムの
時の出力電圧を零電位近くまで落とすようにしている。

第４図にこの回路の各部波形を示す。

本実施例では、前記第１実施例の構成に加えて、ＯＦＦ
タイム検出回路１５と出力の短絡回路１６を備えており
、短絡回路１６において、トランス１４の２次側の出力
を整流ブリッジＲｅｃ、１により取り出し、タイミング
回路１２によるＯＦＦタイムの時間τのみスイッチング
索子ＦＥＴ５をＯＮさせ、出力を抵抗Ｒ３により短絡す
ることで２次側のエネルギーをロスさせる。前記ＦＥＴ
５をＯＮ１０ＦＦさせる信号は、ＯＦＦタイム検出回路
１５において、タイミング回路１２のワンショットマル
チの出力信号をＡＮＤ回路３によりＡＮＤを取り、その
信号をフォトカブラｐｈｌでＦＥＴ５に伝えるようにし
ている。

〔実施例３〕 前記実施例２がＯＦＦタイム時間のみトランス１４の２
次側出力を抵抗Ｒ３で短絡しているのに対して、本実施
例では第５図に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ１７を
用いてＯＦＦタイム時間のみこれを動作させ、その出力
を直流電源へフィードバックするようにしている。ＯＦ
Ｆタイム検出回路１５は、実施例２と同じようにＯＦＦ
タイム時間を検出する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１７は、
トランジスタＴｒ２のスイッチングにより、降圧形のス
イッチングレギュレータとなっており、ＯＦＦタイム検
出回路１５の出力により、ＯＦＦタイム以外の時はトラ
ンジスタＴｒ２のベース電流を引き込み、トランジスタ
Ｔｒ２の発振をＯＦＦさせている。ＯＦＦタイム時間に
は、トランジスタＴｒ２が発振し、トランス１４の２次
側のエネルギーをＤＣ−ＤＣコンバータ１７により直流
電源へフィードバックすることにより、トランス１４に
蓄えられたエネルギーを有効に使用する。

〔実施例４〕 前記実施例１，２．３の回路は、出力の交流電圧のピー
ク電圧はトランス側の１次側の電圧、つまり直流電源の
電圧が巻数比倍されて出力される。

したがって、出力の交流の電圧は、直流電源の電圧が変
動すれば大きく変動する。また、出力に接続する負荷が
大きい場合、大電流により、スイッチング素子での電圧
降下、トランスのレギュレーションによる電圧降下のた
めに、出力電圧が低下する。

そこで本実施例では出力電圧を安定させるために、ＯＦ
Ｆタイムのパルス幅をフィードバック制御するようにし
ている。その構成を第６図に、その各部の波形を第７図
に示す、本実施例では、出力を整流する整流回路１８、
エラーアンプ回路１９、三角波発生回路２０、制御パル
ス発生回路２１および比較回路２２を備えている。これ
らの回路により、出力電圧をフィードバック制御するＰ
ＷＭ制御回路２４が構成されている。

そして、整流回路１８において、整流ブリッジＲｅｃ、
１により出力交流を整流し、コンデンサＣ３により平滑
し、抵抗Ｒ７，Ｒ８により電圧を抵抗分割する。その電
圧と、基準電圧回路２３による基準電圧との差をエラー
アンプ回路１９で増幅し、出力■を得る。三角波発生回
路２０では、発振回路１１の出力をアンプＯＰＩ、ＯＰ
２、抵抗Ｒ３，Ｒ８、コンデンサＣＩ、Ｃ２などでなる
ミラー積分回路により、三角波Ｇ　（Ｈ）を得る。

このＧ　（Ｈ）とＩを比較回路で比較し、パルス信号Ｊ
　（Ｋ）を得る。このＪ　　（Ｋ）とタイミング回路１
２の出力Ｅ　（Ｆ）をＡＮＤ３．４によりＡＮＤを取る
ことでスイッチング素子のＯＮ１０ＦＦを制御する信号
Ｌ（Ｍ）を発生させる。

いま、出力の電圧が低くなるとエラーアンプのＯＦ２の
出力Ｉが低下し、比較回路２２の出力パルス幅が広くな
り、スイッチング素子ＦＥＴＩ〜４がＯＮする時間が長
くなり、大きな電力を出力し、電圧が安定する。次に、
出力電圧が高くなった時にはエラーアンプＯＰ３の出力
Ｉが高くなり、比較回路２２の出力パルス幅は狭くなる
ため、スイッチング索子ＦＥＴＩ〜４がＯＮする時間が
短くなり、出力する電力は小さくなり、電圧は低下する
。

〔実施例５〕 第８図に実施例５を示す。本実施例では出力の電流検出
回路３１、過電流が流れた時に出力を遮断する過電流保
護回路３２を備え、電流検出回路３１において負荷３３
の接続される出力ラインにカレントトランスＣＴを接続
し過電流を検出するようにし、この検出電流はカレント
トランスＣＴによって電圧に変換され、ダイオードＤ５
によって整流、コンデンサＣ１によって平滑される。こ
の信号を過電流保護回路３２における電圧比較回路ＣＯ
ＭＰの子端子に人力し、あらかじめ設定された電圧Ｖｒ
ｅｆを一端子に入力し、この基準電圧Ｖｒｅｆを越える
と電圧比較回路ＣＯＭＰの出力は口　（Ｌｏｗ）からハ
イ（Ｈｉｇｈ）になり、これをラッチ回路３４に入力す
る。ラッチ回路３４は開（オーブン）からローに移行し
、Ｅ、Ｆの出力をローに保持する。したがってＦＥＴＩ
〜４のゲート電圧もローになり、ＦＥＴＩ〜４はＯＮし
ないため、トランス１４に電流は流れず、負荷３３には
電圧を与えない。

これによって、負荷３３の破壊だけでなく負荷３３の誤
動作やＤＣ−ＡＣインバータ自体の発熱や破壊を防止す
ることができる。この回路の場合、再復帰には直流電源
ＶＢを一度ＯＦＦした後、再度ＯＮにするか、ラッチ回
路３４のリセット端子をＯＮすることによって復帰可能
である。すなわち、本実施例では、過電流保護回路３２
を設けたことにより、ＤＣ−ＡＣインバータの破壊防止
と負荷の誤動作が防止でき、また負荷を取り去り電源を
ＯＦＦして再度ＯＮするか、又はリセットをかけない限
り再スタートしないものが得られる。

〔実施例６〕 第９図に実施例６を示す。本実施例では前記実施例らの
過電流保護回路３２の代りに出力電流をフィードバック
制御する定電流回路３５を用い、前述と同様に負荷側の
出力ラインにカレントトランスＣＴを接続し過電流を検
出する。この電流はカレントトラスＣＴによって電圧に
変換され、ダイオードＤ５によって整流し、コンデンサ
Ｃ１によフて平滑される。この信号は誤差増幅器（Ｅｒ
ｒｏｒ　　Ａｍｐ、）３６の子端子に入力され、基準電
圧Ｖｒｅｆとの誤差分の電圧が誤差増幅器３６から出力
される。

この各部の電圧のタイミングチャートを第１０図に示す
。Ａ点では５０又は６０Ｈｚの基準クロックが出力され
る。Ｂ点の電圧はＡ点の電圧波形をインバータＩｎｖ、
１によって反転したものとする。Ｃ点においてワンショ
ットマルチ１によって電圧Ｏ区間を得る期間を作り出し
ている。Ｄ点もＢ点の波形からワンショットマルチ２を
動作させて電圧０区間を得る期間を作り出している。そ
してＡＮＤ回路１，２によってＡ点とＣ点、Ｂ点とＤ点
の波形比較を行い、ＥとＦの電圧波形を得る。この波形
を定電流回路３５における三角波発生回路１，２によっ
てＧとＨの波形を得て、これを電圧比較器ＣＯＭＰＩ、
２の子端子に入力する。

一方、一端子には上述の誤差増幅器３６の出力が入力さ
れる。電圧比較器ＣＯＭＰＩ、２の出力は１、Ｊに示さ
れる。この■とＥ、ＪとＦをＡＮＤ回路３．４に入れて
比較し、Ｋ、Ｌの波形を得て、この波形によってＦＥＴ
Ｉ〜４をドライブする。

したがって過電流が検出されると、誤差増幅器３６の出
力は増加するので、スイッチング素子をドライブする信
号のパルス幅は絞られ出力電流は減少する。

この回路は前記実施例５のように過電流検出に際し、遮
断するのではなく、定電流動作するための過負荷を取り
除けば自動復帰が可能である。またインバータ自体も電
流制限されるため破壊しないばかりか、ＤＣ−ＡＣイン
バータを定電流で動作させる用途に適してる効果がある
。すなわち定電流回路３５を設けたことによりＤＣ−Ａ
Ｃインバータの破壊防止と過電流保護ができるだけでな
く、負荷を定電流動作させることができ用途の拡大が可
能となる。

〔実施例７〕 ６１１図に実施例７を示す。本実施例は疑似正弦波を得
るためにステップ状に電圧を上げるステップ波発生回路
３７およびこの回路３７の出力によりトランス出力のタ
ップ切換えを行う出力スイッチ回路３８を用いている。

各部の電圧のタイムチャートを第１２図に示す。発振回
路１１は５゜／　６０　Ｈｚの２倍周波数１００　／　
１２０　Ｈｚを基本クロックとし、このクロックをステ
ップ波発生回路３７における三角波発生回路３９に入力
してＨ点の波形を得る。これを電圧比較回路ＣＯＭＰの
一端子に入力し、基準電圧Ｖｒｅｆを子端子に入力して
、■の波形を得る。また、この波形をインバータＩｎｖ
、２に入力して、Ｊの波形を得る。

この波形はＦＥＴＩ〜４の動作に同期しているので、Ｉ
がＧＮＤレベルにある時は、フォトカブラＰ、Ｃ１，Ｐ
、Ｃ２はローでトランジスタＱｌ。

Ｑ２はＯＦＦしている。一方、この時３点ではハイの状
態にあり、Ｐ、Ｃ３，Ｐ、Ｃ４はＯＮＬ、したがってト
ランジスタＱ３．Ｑ４もＯＮする。

すなわちトランス１４はセンタタップ上に切換えられて
おり、ピーク電圧の半分の電圧を出力している。

また、■がハイになると、トランジスタＱＬ。

Ｑ２は動作し、ＪはローになるのでトランジスタＱ３．
Ｑ４はＯＦＦする。したがって出力電圧はピークで出力
される。

これによって、Ｋ点での波形は、第１２図に示すよう段
階状になる。なお、この実施例の場合、センタータップ
は１個であるが、タップ数を増やすことによって、もっ
ときめの細いステップ波を作ることができ、より正弦波
に近づけることができる。

正弦波に近づけることの意味は、実効値１００Ｖの場合
、正弦波ではピークが１４１■になるのに対し、方形波
出力では１００ｖであり機器によっては動作不能になる
こともあり得るからである。

また正弦波の電圧カーブによって制御している機器につ
いても有効となる。このように疑似正弦波を発生するこ
とによって、実効値１００ｖのピークを１４１Ｖに設定
できるため、ピーク電圧を必要とする機器や正弦波の電
圧カーブを使用して制御を行うａ器への用途拡大が可能
となる。

〔実施例８〕 第１３図に実施例８を示す。本実施例は出力電圧検知回
路４０および出力電圧切換回路４１を用いて、出力電圧
を自動的に切換えられるようにしたものである。出力電
圧を整流ブリッジＲｅｃ。

１によって整流し、抵抗Ｒ１で降圧、コンデンサＣ１で
平滑している。これを抵抗Ｒ２とＲ３によって分割し、
電圧比較回路ＣＯＭＰの一端子に人力し、抵抗Ｒ４とツ
ェナーダイオードＺＯにより作られた基準電圧Ｖｒｅｆ
は十端子に入力される。

通常、電圧比較回路ＣＯＭＰの出力はローでリレーＬＬ
はＯＦＦしており、トランス１４の出力タップを切換え
るスイッチＳＷは２側に接続されており、通常の１００
ｖが出力される。負荷が重くなるとトランス１４のレギ
ュレーションにより電圧降下するため電圧比較回路ＣＯ
ＭＰの一端子電圧がＶｒｅｆより小さくなると、電圧比
較回路ＣＱ　Ｍ　Ｐはハイになり、リレーＬ１はＯＮす
る。したがって、スイッチＳＷは２側から１側に接続切
換され出力電圧は高くなる。この回路は自動的に出力電
圧を調整できるだけでなく、抵抗Ｒ２の値を変えること
によって高いピーク電圧を必要とする負荷（通常、方形
波では実効値を１００Ｖにしたい場合、ピークも１００
Ｖとなるが、正弦波では１４１Ｖとなる）に有効で、負
荷のワット数に応じて安定して電圧を供給することがで
きる。

（発明の効果） 以上のように本発明のＤＣ−ＡＣインバータによれば、
交流電源を整流し、ＳＣＲ等のサイリスクによりその電
源を制御するような機器に対しても、矩形波交流出力の
電圧が一定時間零電位近くまで落ちるＯＦＦタイムを作
ることにより、サイリスタを一般正弦波交流の時と同じ
ように制御できる。

また、ＤＣ−ＡＣインバータの出力電圧をフィードバッ
クして、矩形波交流出力のＯＦＦタイムをＰＷＭ制御す
ることにより、出力に接続する負荷容量にかかわらず出
力電圧を一定とすることができるといった効果を宵する
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＤＣ−ＡＣインバータの第１実施を示
す回路構成図、第２図は同実施例の各部波形図、第３図
は第２実施例の回路構成図、第４図は同実施例の各部波
形図、第５図は第３実施例の回路構成図、第６図は第４
実施例の回路構成図、第７図は同実施例の各部波形図、
第８図は第５実施例の回路構成図、第９図は第６実施例
の回路構成図、第１０図は同実施例の各部波形図、第１
１図は第７実施例の回路構成図、第１２図は同実施例の
各部波形図、第１３図は第８実施例の回路構成図、第１
４図は従来のＤＣ−ＡＣインバータの回路構成図、第１
５図は従来回路の各部波形図である。 １１・・・発振回路、１２・・・タイミング回路（ＯＦ
Ｆタイム発生回路）、１３・・・スイッチング回路、１
４・・・トランス、ＦＥＴＩ〜４・・・ス・ｒツチング
素子、１５・・・ＯＦＦタイム検出回路、１６・・・短
絡回路、１７・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、１８・・・
整流回路、１９・・・エラーアンプ、２０・・・三角波
発生回路、２１・・・制御パルス発生回路、２２・・・
比較回路、２３・・・基準電圧回路、２４・・・ＰＷＭ
制御回路、３１・・・電流検出回路、３２・・・過電流
保護回路、３４・・・ラッチ回路、３５・・・定電流回
路、３６・・・誤差増幅器、ＣＯＭＰＩ、２・・・電圧
比較器、３７・・・ステップ波発生回路、３８・・・出
力スイッチ回路、４０・・・出力電圧検知回路、４１・
・・出力電圧切換回路。 特許出願人　　　　　　　松下電工株式会社代　理　人
　　　　　　　弁理士　小谷悦司同　　　　　　　　　
弁理士　長１）正量　　　　　　　　　弁理士　板谷康
夫第　　２　　図 第　　４　　図 第　　７　　図 第　　１０　　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、発振回路と、この発振回路の出力によりＯＮ−ＯＦ
   Ｆする複数個のスイッチング素子と、このスイッチング
   素子の出力を昇圧する昇圧トランスを備え、前記複数個
   のスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦすることにより、直
   流電源から昇圧した矩形波の交流電圧を得るＤＣ−ＡＣ
   インバータにおいて、前記複数個のスイッチング素子を
   すべて所定時間ＯＦＦにするＯＦＦタイム発生回路を設
   けたことを特徴とするＤＣ−ＡＣインバータ。 ２、ＯＦＦタイム発生回路の出力により、複数個のスイ
   ッチング素子がすべてＯＦＦする時間を検出するＯＦＦ
   タイム検出回路を設けるとともに、この検出回路の出力
   により昇圧トランスの２次側出力間を抵抗で短絡する短
   絡回路を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のＤＣ−ＡＣインバータ。 ３、ＯＦＦタイム発生回路の出力により、複数個のスイ
   ッチング素子がすべて、ＯＦＦする時間を検出するＯＦ
   Ｆタイム検出回路を設けるとともに、この検出回路の出
   力により発振動作するＤＣ−ＤＣコンバータを設け、前
   記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を昇圧トランスの２次側
   出力間に接続し、出力を直流電源へフィードバックする
   ようしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   ＤＣ−ＡＣインバータ。 ４、昇圧トランスの２次側出力を直流化する整流回路と
   、この直流化した電圧と基準電圧を発生する基準電圧回
   路の電圧との差を増幅するエラーアンプ回路と、このエ
   ラーアンプ回路の出力と発振回路の出力より得た三角波
   とを比較する比較回路と、この比較回路の信号により複
   数個のスイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを制御する制御
   パルス発生回路とよりなる出力電圧をフィードバック制
   御するＰＷＭ制御回路を設けたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のＤＣ−ＡＣインバータ。 ５、出力の電流検出回路を設置し、その出力を整流平滑
   した信号と基準電圧とを比較する比較回路と、この比較
   回路の出力が入力されるラッチ回路とを有し、過電流が
   流れた時に出力を遮断する過電流保護回路を設けたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−ＡＣイ
   ンバータ。 ６、出力の電流検出回路を設置し、その出力を整流平滑
   した信号と基準電圧との誤差出力を発生する誤差増幅器
   と、この誤差増幅器の出力と基準周波数よりなる三角波
   とを比較する電圧比較器とを有し、この電圧比較器の出
   力によりスイッチング素子をドライブする信号のパルス
   幅を制御し出力電流をフィードバック制御する定電流回
   路を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   のＤＣ−ＡＣインバータ。 ７、基準周波数よりなる三角波と基準電圧を比較して方
   形波を得るステップ波発生回路と、この回路の出力によ
   りトランス出力のタップ切換えを行う出力スイッチ回路
   とを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   のＤＣ−ＡＣインバータ。 ８、出力電圧を整流・平滑・降圧して基準電圧と比較す
   る出力電圧検知回路と、この回路の出力電圧に応じて出
   力トランスのタップを切換える出力電圧切換回路を設け
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−
   ＡＣインバータ。