JPS6295969A

JPS6295969A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPS6295969A
Application number: JP60233325A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中; Susumu Tadakuma; 多田隈　進
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1985-10-21
Publication date: 1987-05-02
Anticipated expiration: 2010-10-18
Also published as: JPH0797905B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商
用電源から交直電力交換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバータを商用電源と直流電
圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されて
いる（特開昭５９−６１４７５）。

第１０図は、交直電力変換器としてＰＷＭコンバータを
用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＬＳは交流リアクトル、
Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃ４は直流
平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

コンバータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある素子（例え
ばゲートターンオフサイリスタ）Ｓ１〜Ｓいホイ−リン
グダイオードＤ１〜Ｄ４及び直流リアクトルＬ、ＩＬ２
から構成され上記素子８１〜Ｓ４は交流側電圧ｖｃの値
を制御するため、公知のパルス幅変調制御されている。

すなわち、コンバータＣ０ＮＶは直流電圧源ｃｄから見
た場合、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータとなり
、その場合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることが
できる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Ｃ４の電圧Ｖ
、がほぼ一定になるように交流電源から供給される電流
■８を制御するもので、 ■　負荷装置ＬＯＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。

■　上記入力電流工３は電源電圧ＶＳと常に同相に制御
され入力力率が１になること。

■　また、入力電流Ｉ８は正弦波状に制御されるため高
調波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。

ＣＴｏは交流電流検出器、Ｒ□ｙＲ２は直流電圧を検出
するだめの分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直流
電圧設定器、０１〜Ｃ１は比較器、Ｃ；Ｖ（Ｓ）は電圧
制御補償回路、ＭＬは乗算器、ＯＡは反転演算増幅器、
Ｇｘ（ｓ）は電流制御補償回路、ＴＲＧは搬送波（三角
波）発生器、ＧＣはゲート制御回路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出された直流電圧Ｖ
ｄと電圧設定器ＶＲからの電圧指令値ｖｄ＊を比較器Ｃ
工に入力し、偏差ε、＝ｌ／ｄ＊　　ｖ、ｔを求める。

当該偏差ε９は制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力され、積
分増幅あるいは比例増幅されて入力電流■５の波窩値指
令工、となる。

当該波高値指令Ｉｍは乗算器ＭＬに入力され、もう一方
の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信号ｓ
ｉｎωｔは電源電圧ｖｓ＝ｖ１１・ｓｉｎωｔに同期し
た単位正弦波で、当該電源電圧■８を検出し、定数倍（
１／　Ｖ　ｌ−倍）することによって求められる。

乗算器ＭＬの出力信号工？は電源から供給されるべき電
流の指令値を与えるもので、次式のよう″こなる。

■Ｓ＊＝１１ｓｉｎωｔ　　　−■ 当該入力電流指令値工ｓ＊は反転増幅器ＯＡで反転され
、コンバータＣ０ＮＶから電源ＳＵＰへ供給される交流
電流工。の指令値■ｃ＊となる６以下、ここでは、■。

＊をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流ＩＣは交流電流検出器ＣＴｏによっ
て検出され、比較器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によ
って、上記指令値■。＊が比較され偏差ε工＝工。＊−
１゜が求められる。当該偏差Ｅ工は次の制御補償回路Ｇ
Ｉ（ｓ）に入力され、比例増幅されてパルス幅変調制御
のための制御入力信号ｅｌとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲＧ
、比較器Ｃ□及びゲート制御回路ＧＣによって当該制御
を行っている。

すなわち搬送発生器ＴＲＧは周波数１ｋＨｚ程度の三角
波ｅ７を発生し、比較器Ｃ１は当該三角波ｅ７と前記入
力信号ｅｉを比較し、その偏差ＥＴ＝ｅＬ−ｅ’ｆに応
じて、ゲート制御回路ＧＣからゲートターンオフサイリ
スタＳ工〜ｓ４にオン、オフ信号を与えている。

ｅｉ〉０丁のとき、すなわち偏差８丁が正のときサイリ
スタＳ１と３４がオンされ（このと１２．ｓ、はオフ）
コンバータの交流出力電圧ｖｃは＋ｖｄとなる。

また、ｅｉ〈ｅＴのとき、すなわち偏差Ｅ７が負のとき
、サイリスタＳ２とＳ、がオンされ（このとき、Ｓ工。

Ｓ４はオフ）、Ｖｏ＝−Ｖｄとなる。

しかも、ｅｉが正の値で大きければ上記ｓ１と８４のオ
ン期間は長くなり、Ｓ２とＳ、のオン期間は短くなって
、ｖｏの平均値は入力信号ｅｉに比例した電圧で正の値
となる。逆にｅｚが負の値のときはｓｌと８４のオン期
間より８２とＳ、のオン期間のほうが長くなって、コン
バータの出力電圧Ｖ。の平均値は入力信号ｅｉに比例し
た値で負の値となる。

すなわち入力信号ｅｉに比例した値に、コンバータの出
力電圧Ｖ。が制御されることになる。

コンバータの出力電流ＩＣ（電源から供給される入力電
流工、の反転値）は上記コンバータの出力電圧ｖｃを調
整することにより制御される。

交流リアクトルＬｓには電源電圧Ｖ３と上記コンバータ
の出力電圧ｖ０との差電圧ＶＬ　＝　ＶＳ−ＶＣが印加
される。

■ｓ＞ｖｏのとき、電源電流工、は図の矢印の方向に増
加する。言いかえると、コンバータ出力電流ＩＣは図の
矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶ、＜Ｖ。の
とき、コンバータ出力電流■。は図の矢印の方向に増加
しようと働らく。

コンバータの出力電流指令値Ｉｃ＊に対して実電流工。

が、工。京〉■。の関係にあるとき、偏差ε工：■。京
−Ｉｏは正の値となり制御補償回路Ｇ工（８）を介して
ＰすＮ制御の入力信号ｅｉを増加させる。故に、コンバ
ータ出力電圧Ｖ。も入力信号ｅｉに比例して大きくなり
。

Ｖｃ＞Ｖｓとなり、コンバータ出力電流工。を図の矢印
方向に増加させる。逆に丁。末く工。どなった場合、偏
差ε１は負の値となり、ｅ工すなわちｖｏを減少させて
、Ｖｏ＜　Ｖ、となり、出力電流Ｉ０を減少させる。

故にコンバータの出力電流工。はその指令値工。木に一
致するように制御される。当該指令値工。’％正弦波状
に変化させれば、それに追従して実電流工。

も正弦波状に制御される。

コンバータの出力電流工。は電源からの入力電流工８の
反転値であり、また、コンバータ出力電流の指令値■。

＊は電源からの入力電流の指令値工ｓ＊の反転値である
。故に、入力電流工。はその指令値工８京に追従して制
御されることになる。

次に直流コンデンサｃｄの電圧Ｖ、の制御動作を説明す
る。

比較器Ｃ工によって直流電圧検出値ｖｄとその指令値ｖ
ｄ＊を比較する。Ｖｄ’）Ｖｄの場合、偏差εＶは正の
値となり、制御補償回路Ｇｖ（ｓ）を介して、入力電流
波高値工、を増加させる。入力電流指令値ニーは、０式
で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えられる。

故に、実入力電流ＴＳが前述の如く、工。

：ニーに制御されるものとすれば、上記波高値Ｔ、が正
の値のとき、次式で示される有効電力Ｐ８が単相電源Ｓ
ＵＰから、コンバータＣ０ＮＶを介して直流コンデンサ
ｃｄに供給される。

Ｐｓ＝Ｖ８ＸＩ。

＝Ｖｌ、ｌＨ工１１４　（ｓｉｎ　（１１ｔ）”＝Ｖ、
・工、・（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２・・・■が上昇する
。

Ｐｓ＝ＶＳＸＩ。

＝Ｖ１工、１ｌＨ（Ｓｉｎωｔ）２＝ｌ／ＩＩＩ・Ｉ、　・（１−ｃｏＳ２ωｔ）／　２　
−　■が上昇する。

逆にｖｄ”＜ｖｄとなった場合、偏差ε７は負の値とな
り、制御補償回路Ｇｖ（ｓ）を介して上記波高値工、。

を減少させついには■１く０とする。故に、有効電力ｐ
ｓも負の値となり、今度は、エネルギーＰ８ｔが直流コ
ンデンサＣｄから電源に回生される。その結果、直流電
圧Ｖ、は低下し、最終的にｖｄ＝■−制御される。

負荷装置ＬＯＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
ｃｄに対して、電力のやりとりを行う。

負荷装置ＬＯＡＤが電力を消費すれば、直流電圧ｖｄが
低下するが、上記制御によって電源から有効電力Ｐｇを
供給して常に■ｄ→ｖｄ＊に制御される。逆に負荷装置
ＬＯＡＤから電力回生（誘導電動機を回生運転した場合
）が行われると、Ｖ、が一旦上昇するが、その分電源Ｓ
ＵＰに有効電力Ｐ３を回生ずることにより、やはりｖｄ
←ｖｄ＊となる。すなわち負荷装置ＬＯＡＤの電力消費
あるいは電力回生に応じて、電源ＳＵＰから供給する電
力Ｐ８が自動的に調整されているのである。

このとき、入力電流工、は電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。

すなねち、パルス幅変調制御コンバータは、その変調周
波数（数キロヘルツ）でスイッチング動作を行う必要が
あり、通常ＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタ等の
自己消弧素子を用いなければならない。当該ＧＴＯサイ
リスタ等の素子は近年大容量化が進められ、市場に出回
るようになってきたが、普通のサイリスタに比較すると
、過負荷耐量にとぼしく、素子の値段も高価になるきら
いがある。

また、高周波でスイッチング動作を行うため素子のスイ
ッチング損失やスナバ回路の損失が増大し、変換器の効
率が低下するばかりでなく、素子を冷却する装置も大形
化する欠点があった。

さらにＧＴ○素子等では不十分なゲート信号を与えると
素子破壊をまねくため、最小のオン時間あるいは最小の
オフ時間というものを確保しなけばならず、その部分は
むだ時間となり、変換器の変換能力を低下させてしまう
。例えばＰＷＭ制御の周波数を１　ｋＨｚ、上記最小オ
ン、オフ時間を１００μｓｅｃとした場合、変調率は８
０％が限度となってしまう。これは変調周波数を高くす
ればするほど、変調率の限界値を低下させる傾向にある
。

以上の点から従来の電力変換装置は大容量化が難しく、
装置の値段が高くなるという欠点が出てくる。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、パルス幅変調（
ＰＷＮ）制御を行うことなく、商用周波数にて素子のス
イッチング動作をさせ、交直電力変換を行い、しかも受
電端の基本波力率を１に保持できる電力変換装置の制御
方法を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は交流電源と、該交流電源に
交流リアクトルを介して接続された自励コンバータと、
該自励コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
と、該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置と、
前記平滑コンデンサの直流電圧を検出し、電圧指令値に
一致させるように制御する手段と、当該直流電圧制御手
段からの出力信号に応じて前記自励コンバータの交流側
発生電圧の前記電源電圧に対する位相差を制御する手段
とを具備してなる電力変換装置において、前記直流電圧
の指令値ｖｄ＊を前記電源電圧値ＶＳｍ及び前記負荷装
置に供給される電流値工、がら、Ｖｄ＊＝　ｋ　−４Ｖ
ｓｌｌ”（ＫＬＩＬ）２の演算によって求め、制御する
ことによって達成できる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。

図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、Ｌｓは交流リア
クトル、ＴＲは電源トランス、Ｃ０ＮＶは自励コンバー
タ、ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置で
ある。

また、制御回路として、交流電流検出器ＣＴｓ、交流電
圧検出器ＰＴ、、直流電流検出器ＣＴＬ、絶縁増幅器ｌ
５Ｏ１無効電力演算回路ＶＡＲ１比較器ＣｔｔＣ２、無
効電力制御補償回路ＨＱ（ｓ）、加算器ＡＤよ、ＡＤ、
、直流電圧制御補償回路ＧＶ　（Ｓ）、位相制御回路Ｐ
ＨＣ１絶体値回路ＡＢＳ１．ＡＢＳ２．２乗演算回路Ｓ
Ｑ、　、ＳＱ、　。

演算増幅器ＫＬ、に、平方根演算回路ＳＱＲが用意され
ている。

第２図は、第１図の自励コンバータＣ０ＮＶの具体的構
成例を示すもので、４台の電圧形自励コンバータＣ０Ｎ
Ｖ−１〜Ｃ０ＮＶ−４が、直流平滑コンデンサｃｄに並
列接続されている。当該コンバータＣ０ＮＶ−１〜Ｃ０
ＮＶ−４の交流側は各々３相電源トランスＴＲ１〜ＴＲ
。

に接続されており、当該４台の電源トランスの１次巻線
は各相毎に直列接続されている。

第３図は当該４台の電源トランスの１次巻線の接続例を
示す。各相毎に直列接続され、全体としてΔ結線を行な
っている。

すなわち、第２図の４台の自励コンバータＣ０ＮＶ−１
〜Ｃ０ＮＶ−４の交流側発生電圧は、電源トランスＴＲ
，〜ＴＲ４の１次側で和電圧となって出力される。

第４図は、第２図の自励コンバータの動作を示すタイム
チャート図である。

第２図の自励コンバータＣ０ＮＶ−１は自己消弧素子（
例えば、ゲートターンオフサイリスタＧＴＯ等）Ｓ□〜
Ｓ、及びホイーリングダイオードＤ１〜Ｄ、で構成され
ており、そのゲート信号は第４図のＳＧで示すモードで
与えられる。これによって、電源トランスＴＲよのＵ相
巻線にはＶυ１の電圧が、Ｖ相巻線にはＶｖ□の電圧が
、またＷ相巻線にはＶＷｌが発生させられる。なお、Ｖ
Ｕ□の波形で、′０“はｏＶ出カをゝ＋１″は直流電圧
値＋■６出ガを、−１″は−ｖｄｖ出力を表わす。

第２図の他の自励コンバータＣ０ＮＶ−２〜Ｃ０ＮＶ−
４も同様に構成され、同様の出力電圧を発生するように
ゲート信号が与えられる。ただし、各コンバータの点弧
信号は１５°ずつずらして与えられ、それによって交流
側発生電圧も１５°ずつずれた形で出力される６第４図（７）　Ｖｕｘ　ｔ　ＶＵ２　＋　ｖｕ、　ｔ　
Ｖｕｚは４台ノコンバータのＵ相発生電圧を示すもので
、これによって電源トランスＴＲ，〜ＴＲ４の１次側電
圧はＶＣυのようになる。

Ｖｃｕ＝Ｖｕｘ”Ｖｕｚ”Ｖｕｚ”ＶＵ４破線は当該発
生電圧■。Ｕの基本波成分を示すもので、電源電圧（Ｕ
相）ＶＳυに対して位相がαだけ遅れている。このとき
、自励コンバータＣ０ＮＶ−１の自己消弧素子Ｓ工のゲ
ート信号のオン開始点は電源電圧ＶＳＵに対して位相が
α＋（１５°／２）だけ遅れる。

他のＶ相、Ｗ相も同様の電圧となる。

以上のことから第１図の自励コンバータＣ０ＮＶの交流
側発生電圧■。の位相はゲート信号の点弧タイミングを
調整することにより制御され、またｖｏの振幅値（波高
値）は直流電圧ｖｄの値によって決定されることがわか
る。

また、４台のコンバータを電源トランスによって交流側
で直列接続し、ゲート位相をずらして多重運転している
のは、交流側発生電圧ｖ０を正弦波に近ずけるためで、
入力電流の高調波成分の低減を図ることを目的とする。

以上の点をふまえて、第１図の装置の制御動作を説明す
る。

まず、平滑コンデンサｃｄの直流電圧■６の制御動作を
説明する。

直流電圧■６はコンバータＣ０ＮＶにゲート信号を与え
ない状態ではホイーリングダイオードＤ工〜Ｄ６等があ
るため交流電圧（トランス２次電圧）の■７倍に充電さ
れる。

この状態からさらに直流電圧■６を増加させるにはコン
バータＣ０ＮＶにゲート信号を与え、第４図で示したよ
うに、コンバータの出力電圧ｖ０を電源電圧■３に対し
て５位相αだけ遅らせる。これによって、交流リアクト
ルＬ８にはｖＬ＝ｖ８−ｖ、の電圧が印加■Ｌ＝Ｖｇ−
ｖｃを満足している。このとき、入力電流〒８はｊωＬ８となる。

この状態から平滑コンデンサｃｄの電圧ｖｄを増加させ
るために１位相角をαからα′に増加させると、交流リ
アクトルＬｇの印加電圧は、ＶＬ’　＝Ｖｇ　　Ｖｃ’ となり、入力電流１．ｚはとなるｓ　Ｉｇ’は有効分工Ｐ′　と無効９工。′に分
離できるが、当該有効電流分工Ｐ′の増加によって、電
源から平滑コンデンサＣａへ供給される電力が増大し、
直流電圧Ｖｄを上昇させることができる。

直流電圧■、を減少させるには、上記遅れ位相角αを小
さくすればよい。

さらに負荷装置［ＬＯＡＤがインバータ駆動の誘導電動
機等である場合、回生ブレーキをかけたときには、平滑
コンデンサｃｄの直流電圧■６が上昇してくるが、この
ときには、コンバータの交流側発生電圧■。の電源電圧
■８に対する位相を進み位相とすることにより、交流リ
アクトルＬｌ！に印加される電圧ｖＬを反転し、有効電
力を電源にもどすことができる。このときには、上記進
み位相角−αを増大させれば、より多く電力が回生され
、直流電圧■６を減少させることができる。

第６図は、第１図の位相制御回路ＰＨＣの具体的な構成
図を示すもので、破線で囲まれた部分がＰＨＣである。

図中ＣＶは３相／２相変換回路、ＤＴＣは位相差演算回
路、ＴＢＬ３は、ＲＯＭメモリ等に記憶された逆正弦テ
ーブル、Ｃ１は比較器、Ｋα　は比例増幅器、ＡＤＤは
加算器、ＦＯは基準周波数設定器、Ｖ／Ｆは電圧／周波
数変換器、ＣＮＴはカウンタ、ＴＢＬＩは正弦、余弦テ
ーブル、ＴＢＬ２は矩形波テーブル、ＧＣはゲートアン
プ回路である。

直流電圧制御補償回路ＧＶ（Ｓ）から位相差指令値αゝ
が与えられる。

比較器Ｃ１によって上記位相差指令値α木と位相差検出
値αが比較され、当該偏差ε３＝α０−αが比例増幅器
にαを介して、加算器ＡＤＤに入力される。また、基準
周波数設定器ＦＯは、次の電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆを
介して、電源周波数１８のｎ倍の周波数ｆｏ＝ｎ−ｆｓ
のパルス列を発生させる設定器で、加算器ＡＤＤによっ
て上記にαの出力と減算される。加算器ＡＤＤの出力信
号をＶ／Ｆ変換し、周波数ｆｏ−△ｆのパルス列が得ら
れる。

次のカウンタＣＮＴはＶ／Ｆ変換器からのパルス列を計
数するもので、計数値ｎを最大とし、０にもどる。正弦
、余弦テーブルＴＢＬＩはリードオンリーメモリＲＯＭ
に正弦波及び余弦波を記憶させたもので、上記カウンタ
ＣＮＴの計数値を番地とする入力を与えてやると、それ
に応じた正弦波及び余弦波が出力される。

比例増幅器にαからの出力信号Δｆが零の場合。

テーブルＴＢＬＩの出方信号は次の正弦波Ｘ及び余弦波
Ｙが発生させられる。

Ｘ＝ｓｉｎ（ωＳｔ、−ａ）Ｙ　＝＝ｃｏｓ（ω５ｔ−ａ）ただし、ω８＝２πｆｓは電源電圧ｖ８の角周波数、α
は電源電圧ｖ８に対する位相差である。

また矩形波テーブルＴＢＬ２はカウンタＣＮＴの計数値
によって、上記正弦波Ｘ及び余弦波Ｙに同期した矩形波
を発生するもので、ゲートアンプＧＣを介して、コンバ
ータＣ０ＮＶのゲート信号を与える。

第４図のコンバータの交流側発生電圧ＶｅＵの基本波成
分（破線で表わしたもの）が上記正弦波Ｘに対応し、そ
のときゲートアンプＧＣからは、コンバータＣ０ＮＶ−
１に対して、第４図のＳＧの信号が与えられる。

一方、電源電圧ｖｓに対するコンバータの交流側発生電
圧ｖ０の位相差αは次のように検出される。

まず、計器用トランス等により、３相交流電源の電圧■
υ＋ＶＶ＋ＶＷを検出し、３相／２相変換器ＣＶに入力
する、３相電圧をＶυ＝Ｖユ・ｓｉｎω５１Ｖｖ＝Ｖ、−５ｉｎ（０ｇｔ−２π／３）ｖ、Ｊ＝ｖｌ
Ｉｌ−５ｉｎ（ω５ｔ−２π／３）とした場合、２相出
力Ｘ、、　Ｙ、はＸｓ”　Ｖｕ／Ｖ、＝ｓｉｎω５ＢｔＹＳ”　？丁Ｖ、　　（ＶＷ−Ｖｖ）＝ｃｏｓωＳ１か
ら求められる。

位相差演算回路ＤＴＣは、当該２相出力Ｘｓ、　Ｙｇと
前述のテーブルＴＢＬＩの出力信号Ｘ、Ｙを用いて１次
の演算を行うことにより、位相差αの正弦値を出力する
。

ｓｉｎα＝Ｘｇ　・Ｙ　−ＹＳ　・Ｘ＝Ｓｉｎ（＋）ｇｉＸｃＯ８（（＋３ｇｔ−ａ　）−ｃ
ｏｓω５ｔＸｓｉｎ（ωｓｔ−α）＝ｓｉｎ（ωｇｔ　
　（ω８を一α））この正弦値ｓｉｎ　αを番地として
、逆正弦テーブルＴＢＬ３のメモリから位相差αを読み
出すことができる。

位相差指令値α束に対して、検出位相差αが小さい場合
、偏差ｉ３＝α糺αは正の値となり、△ｆを増加させる
。故に、Ｖ／Ｆ変換器の周波数ｆｏ−Δｆは低くなり、
カウンタＣＮＴの進み速度を遅くする。従って、コンバ
ータの点弧、タイミングがその分だけ遅れ、位相差αを
大きくする。この結果は、テーブルＴＢＬＩの出力信号
Ｘ、Ｙにも現われる。すなわち、５ｉｎ（ＣＬ）　ｓｔ
−ａ　）及びＣｏ５（ωｓｔ−α）のαが大きくなり、
検出位相差αを大きくする。

逆に、α宋くαとなった場合、偏差Ｅ３は負の値となり
、Ｖ／Ｆ変換器の出力周波数ｆｏ−Δｆを高める。故に
位相遅れ角αが小さくなって、α木＝αとなって落ち着
く。

すなわちコンバータＣ０ＮＶの交流側発生電圧■。の電
源電圧ｖ８に対する位相遅れ角αは、直流電圧制御補償
回路からの指令値α木に一致するように制御される。

次に、受電端の無効電力制御の動作を説明する。

まず、受電端の３相交流電圧及び、３相交流電流を変成
器ＰＴ及び変流器ＣＴによって検出する。

無効電力演算回路ＶＡＲは上記電圧、電流値から無効電
力値Ｑを演算するもので、具体的には、上配電圧検出値
を９０°ずらした値に、検出電流値を乗じ、それを３相
分加え合わせたものが、瞬時の無効電力Ｑとなる。無効
電力検出値Ｑは、比較器Ｃ１に入力され無効電力設定値
０京と比較される。

通常受電端の入力力率は１にするのが望ましく、上記指
令値Ｑ東は零に設定される。

比較器Ｃ１は偏差ε１＝Ｑ＊−Ｑを次の無効電力制御補
償回路ｔｌｅ（ｓ）に入力する。

１１゜（ｓ）の出力Δｖｄ＊は加算器ＡＤに入力され、
直流電圧設定器ＶＲＶの出力信号ＶｄＯ＊に加算される
。

無効電力検出値Ｑ（進みを正とする）が指令値Ｑｘより
小さくなった場合、偏差ε１は正の値となり直流電圧指
令値ｖｄ＊＝ｖｄＱ＊＋Δ４束を増加させる。直流電圧
Ｖｄは当該指令値■−に一致するようにコンバータＣ０
ＮＶの交流側発生電圧ｖ０の位相角αが制御される。

直流電圧ｖｄが大きくなることにより、コンバータの交
流側発生電圧Ｖ０の振幅値（波高値）が増大する。この
結果、交流リアクトルＬ８に印加される電圧Ｖシ＝Ｖ、
−Ｖ、のうち電源電圧ｖｓと逆相成分が増大し入力電流
工８の進み無効電流成分が増加させる。故にＱ（進み）
が増加し、Ｑ＝Ｑ’となるように制御される。

第７図は、交流側電圧電流のベクトル図の他の例を示す
もので、電源電圧■８に対して入力電流工。

は角度δだけ遅れて流れている場合を表わす。その有効
分ＩＰ及び無効分ＩＱは、次のように表わされる。

ｒｐ＝＝ｒｓＴ　ｃｏｓδ ■。＝Ｉ、・ｓｉｎδ このため、受電端の無効電力Ｑは遅れ（負の値）となり
Ｑ＊＝０に設定した場合、偏差ε、　＝　Ｑ＊−Ｑは正
の値となる。

故に直流電圧ｖｄはその指令値ｖｄ＊に従って△ｖｄだ
け増加し、コンバータ交流電圧■。をΔｖｃｏｃΔｖ、
１だけ増加させる。従って交流リアクトルＬ８には、流
ｉｓを↑Ｓ′のように変化させる。すなわち、無効電流
成分工。を減少させるように制御される。

なお、このとき有効電流成分工、が増加するため直流電
圧Ｖ、の値を、指令値■−より大きくする傾向にあるが
、その分、今度は位相差αが小さくなり、ｖシを減少さ
せて、ＩＰを減らす。最終的にはＱ＝Ｑ’、　Ｖ、＝Ｖ
ｄ＊どなって落ち着く。

Ｑ’＜　Ｑとなった場合には、偏差ε、は負の値となり
、直流電圧ｖｄを減少させることにより、最終的にＱ＝
Ｑ＊になるように制御される。

る。

第８図は、負荷電流工、に対する直流電圧値ｖｄ及びコ
ンバータ交流電圧ｖ０の位相差αを表わしたもので、そ
のときの交流側電圧電流ベクトル図を第９図に示す。

すなわち、入力電流工、は電源電圧ｖｓと同相（力率：
１）に制御され、負荷電流工りに比例してＩ、の大きさ
も増加する。

交流リアクトルＬｇに印加される電圧Ｖ、は、乾ニー１
　　ωＬＳＩ５Ｓ ωＬ８＝ｔａｎ−１°　Ｋし工しｈｒ− Ｖｄ”Ｋｖ　”　Ｖｃ＝ＫＶ・４ｈ白差すｈトｄ讐ドただし、Ｋ工ｙＫＶ”比例定数 ω＝２πｆｓとなる。

〔発明の効果〕

以上、詳述したように本発明によれば、自励コンバータ
Ｃ０ＮＶをパルス幅変調制御することなく、交直電力変
換を行うことができ、しかも受電端の基本波力率を常に
１に保持することも可能となる。

従って、コンバータを構成するスイッチング素子のスイ
ッチング周波数は、電源周波数程度となり、必ずしも自
己消弧素子（ゲートターンオフサイリスタや大電力トラ
ンジスタ等）を用いなくとも、従来の強制転流回路を有
するサイリスタ回路でも達成できるようになる。故に大
容量化が容易となり、電鉄変電所用の交直変換器等、大
規模なシステムにも実現可能となる。

また、自己消弧素子を使った場合でも素子のスイッチン
グ損失やスナバ回路の損失が小さくなり、変換効率を向
上させるだけでなく、冷却装置の容易低減が図れるよ゛
うになる。

さらに、従来のＰＷＭ変換器で問題となっていたゲート
ターンオフサイリスタ等の最小オン・オフ時間の確保の
ためのむだ時間が、コンバータの利用率を低下させてい
たが、本発明装置ではスイッチング周波数が低いため、
その影響はほとんどなくなっている。　　　゛

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第２図は第１図の装置の自励コンバータの具体的例を
示す構成図、第３図は第２図の電源トランスの１次側結
線図、第４図は第２図の自励コンバータの動作を示すタ
イムチャート図、第５図、第７図、第９図は第１図の装
置の動作を説明するための電圧電流ベクトル図、第６図
は第１図の装置の位相制御回路の具体的構成図、第８図
は、本発明装置を説明するための特性図、第１０図は従
来の電力変換装置の構成図である。ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路、Ｌ８・・・交流リ
アクトル、ＴＲ・・・電源トランス、Ｃ０ＮＶ・・・自
励コンバータ、ｃｄ・・・平゛滑コンデンサ、Ｌ　ＯＡ
　Ｄ　−・・負荷装置、ＣＴ・・・変流器、ＰＴ・・・
変成器、ＶＡＲ・・・無効電力演算回路、工ＳＯ・・・
絶縁増幅器、Ｃ工ｔＣ２・・・比較器、ＶＲＱ・・・無
効電力設定器、ＵＯ（Ｓ）・・・無効電力制御補償回路
、ＶＲＶ・・・直流電圧設定器、ＡＤ・・・加算器−Ｇ
ｖ（ｓ）・・・直流電圧制御補償回路、ＰＨＣ・・・位
相制御回路。代理人　弁理士　則　近　憲　佑同　　三俣弘文ＶＲＶ第１図Ｓ７第２図第４図第５図Ｖδ 第７図一一′″− 一／　第８図ｔ第９図

Claims

【特許請求の範囲】

交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続
された自励コンバータと、該自励コンバータの直流側に
接続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流
電圧源とする負荷装置と、前記交流電源から供給される
無効電力を制御する手段と、当該無効電力制御手段から
の出力信号に応じて前記平滑コンデンサの直流電圧値を
制御する手段と、当該直流電圧制御手段からの出力信号
に応じて前記自励コンバータの交流側発生電圧の前記交
流電源電圧に対する位相差を制御する手段とを具備して
成る電力変換装置。