JPS6286926A - アダプテイブトランスバ−サル等化器 - Google Patents
アダプテイブトランスバ−サル等化器Info
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- JPS6286926A JPS6286926A JP61234701A JP23470186A JPS6286926A JP S6286926 A JPS6286926 A JP S6286926A JP 61234701 A JP61234701 A JP 61234701A JP 23470186 A JP23470186 A JP 23470186A JP S6286926 A JPS6286926 A JP S6286926A
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Catalysts (AREA)
- Power Steering Mechanism (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は夫々遅延時間Tを有する縦続接続された複数の
遅延素子を有し前記遅延時間Tは2つの順次連続する送
信された信号ないし符号の相互間隔に相応し、さらに加
算器の入力側と接続された複数の調整素子を有し、該調
整素子の調整量(係数)が、判定器の出力信号から導出
されるように構成されているアダシティブトランスバー
サルフィルタまたは等個構成ユニットから成る、アダプ
テイプトランスバーサルフイTの間隔をおいて遅延縦続
接続体に供給されるように構成されているものに関する
。そのような等止器は例えば西独特許出願公告公報QA
M・・・)の行なわれる高いデータV−)(140Mb
it / B )のデジタル指向性システムの場合アダ
プティブ等止器が、時間領域にて、多経路(マルチパス
)伝播により惹起される直線的ひずみに対する有効な手
段として用いられる。このために設けられた直線的トラ
ンスバーサル等止器は良好なアクイノジョン特注及び良
好な収束特性を有するが、これらの利点とひき替えに不
可避な欠点、すなわち直線等化によるノイズ増大、等化
器特性(区間)延長の際のパフォーマンス(性能)改善
の悪さを考慮しなければならない。所謂デノジョンフィ
ードバックイコラ′イデ(判定−帰還等止器)は少なく
ともわずかな数の係数のもとて最小位相ひずみの場合既
に著しい等化性能を有するが、その欠点は巡回システム
に内在するエラー伝播及び比較的劣悪なアクイジション
特性に存する。
遅延素子を有し前記遅延時間Tは2つの順次連続する送
信された信号ないし符号の相互間隔に相応し、さらに加
算器の入力側と接続された複数の調整素子を有し、該調
整素子の調整量(係数)が、判定器の出力信号から導出
されるように構成されているアダシティブトランスバー
サルフィルタまたは等個構成ユニットから成る、アダプ
テイプトランスバーサルフイTの間隔をおいて遅延縦続
接続体に供給されるように構成されているものに関する
。そのような等止器は例えば西独特許出願公告公報QA
M・・・)の行なわれる高いデータV−)(140Mb
it / B )のデジタル指向性システムの場合アダ
プティブ等止器が、時間領域にて、多経路(マルチパス
)伝播により惹起される直線的ひずみに対する有効な手
段として用いられる。このために設けられた直線的トラ
ンスバーサル等止器は良好なアクイノジョン特注及び良
好な収束特性を有するが、これらの利点とひき替えに不
可避な欠点、すなわち直線等化によるノイズ増大、等化
器特性(区間)延長の際のパフォーマンス(性能)改善
の悪さを考慮しなければならない。所謂デノジョンフィ
ードバックイコラ′イデ(判定−帰還等止器)は少なく
ともわずかな数の係数のもとて最小位相ひずみの場合既
に著しい等化性能を有するが、その欠点は巡回システム
に内在するエラー伝播及び比較的劣悪なアクイジション
特性に存する。
発明の目的
本発明の目的、課題とするところは殊にデシ。
タル指向性無線システムに適する簡単な構成のアダシテ
ィブトランスバーサル等止器を提供することにある。
ィブトランスバーサル等止器を提供することにある。
発明の構成
上記課題の解決のため本発明によれば冒頭に述べた形式
のアダプティブトランスバーサル等止器ニおいて、前記
トランスバーサルフィルタは(n−1)の正の係数とm
の負の係数とを有するように構成されており、前記係数
はゼロ7オーシングアルゴリズムに従って調整され、さ
らに直線的トランスバーサルフィルタのアクセス領域に
つづくところに少なくとも1つの付加的な正の、判定帰
還結合係数が選定されており、前記直線的トランスバー
サルフィルタのループ遅延が、シンボル期間の0倍ない
しくn+i)倍に相応し、但し、mはm 〉0の整数、
iは1〉1の整数、nはn22の整数であるようにした
のである。
のアダプティブトランスバーサル等止器ニおいて、前記
トランスバーサルフィルタは(n−1)の正の係数とm
の負の係数とを有するように構成されており、前記係数
はゼロ7オーシングアルゴリズムに従って調整され、さ
らに直線的トランスバーサルフィルタのアクセス領域に
つづくところに少なくとも1つの付加的な正の、判定帰
還結合係数が選定されており、前記直線的トランスバー
サルフィルタのループ遅延が、シンボル期間の0倍ない
しくn+i)倍に相応し、但し、mはm 〉0の整数、
iは1〉1の整数、nはn22の整数であるようにした
のである。
本発明の実施例によれば当該トランスバーサルフィルタ
はエラャンネル及びQチャンネル中て同じように構成さ
れた等化器部を有する複素トランスバーサルフィルタと
して構成されており、各チャネルの判定器出力側から固
有のチャネル及び他方のチャネルの当該の調整素子まで
帰還結合路が設けられているのである。
はエラャンネル及びQチャンネル中て同じように構成さ
れた等化器部を有する複素トランスバーサルフィルタと
して構成されており、各チャネルの判定器出力側から固
有のチャネル及び他方のチャネルの当該の調整素子まで
帰還結合路が設けられているのである。
実施例
次に図示の実施例を用いて本発明の詳細な説明する。
等化過程を第1a図〜第1d図のダイヤグラムを用いて
説明する。その場合、2経路伝播の際及びゼロフォーシ
ング法(ZF)アルゴリズムを用いて直線的トランスバ
ーサル(フィルタ)等化器使用の際のQ、AMシステム
のベースバンドパルス応答を考慮する。
説明する。その場合、2経路伝播の際及びゼロフォーシ
ング法(ZF)アルゴリズムを用いて直線的トランスバ
ーサル(フィルタ)等化器使用の際のQ、AMシステム
のベースバンドパルス応答を考慮する。
第1a図はρ= 0.5.65 Mbaucl (ボー
)の変調レートを有するナイキストシステムのパルス応
答の強いエコー(6,6nsだけ遅延されている)の経
過を示す。このパルスは先ずゼロフォーシング−アルゴ
リズムの実施される5つの(複素の)係数を有する直線
的トランスパーサル等化器において等化される。第1b
図(には等化されたパルスAが示されており、この図中
では等止器のアクセス領域における所期の規定−変位置
が示されている。重要なことは残留符号間干渉工S工(
工nt61r Symbol工nterference
)が、実質的にクロック時点にて(最小位相状態のチャ
ネルの場合にはアクセス領域の後また、非最小位相状態
のチャネルの場合は当該アクセス領域の前で)集中して
現われることである。
)の変調レートを有するナイキストシステムのパルス応
答の強いエコー(6,6nsだけ遅延されている)の経
過を示す。このパルスは先ずゼロフォーシング−アルゴ
リズムの実施される5つの(複素の)係数を有する直線
的トランスパーサル等化器において等化される。第1b
図(には等化されたパルスAが示されており、この図中
では等止器のアクセス領域における所期の規定−変位置
が示されている。重要なことは残留符号間干渉工S工(
工nt61r Symbol工nterference
)が、実質的にクロック時点にて(最小位相状態のチャ
ネルの場合にはアクセス領域の後また、非最小位相状態
のチャネルの場合は当該アクセス領域の前で)集中して
現われることである。
このことは第1b図に示してあり、ここでは残留工S工
は主に時間軸上で+3のところで生じる。
は主に時間軸上で+3のところで生じる。
等止器(特性区間)延長の際上記残留Is工はクロック
パターンにてシフトされ、大したことのない小さな大き
さになる。本発明により実質的に1つのクロック時点に
て集中された残留Is工が判定(状態により)制御され
る巡回(回帰)路によって除去され、もって等化性能が
著しく高められる。このために5つの係数を有する直線
的トランスバーサルフィルタに、1つの判定−帰還結合
される係数が付加される。時間軸上での位置+6におけ
る補正パルスBは残留工S工をほぼ完全に除去する(第
1C図、第1d図参照)。
パターンにてシフトされ、大したことのない小さな大き
さになる。本発明により実質的に1つのクロック時点に
て集中された残留Is工が判定(状態により)制御され
る巡回(回帰)路によって除去され、もって等化性能が
著しく高められる。このために5つの係数を有する直線
的トランスバーサルフィルタに、1つの判定−帰還結合
される係数が付加される。時間軸上での位置+6におけ
る補正パルスBは残留工S工をほぼ完全に除去する(第
1C図、第1d図参照)。
第2図は4段階ベースバンド信号用の実の1チヤネル直
線アダゾテイデトランスバ一サル等化器(直列人力/並
列出力(シリアル−イン/パラレル−アウト)の回路図
であり、上記等化器はゼロフォーシング−アルゴリズム
によす適応化される。
線アダゾテイデトランスバ一サル等化器(直列人力/並
列出力(シリアル−イン/パラレル−アウト)の回路図
であり、上記等化器はゼロフォーシング−アルゴリズム
によす適応化される。
所謂ゼロフォーシング−アルゴリズムによる相関装置を
有する等止器は指向性無線チャネルの高いデータレート
と特別な属性に基づき、すなわち、比較的短い遅延差の
強いエコーにより、デジタル指向性無線システムには特
に好適である。第2図のアダプティブトランスバーサル
フィルタは夫々遅延時間Tを有する縦続接続された遅延
素子1〜5(当該遅延時間Tは2つの順次連続する送信
された信号ないし符号の間隔に相応する)と、調整素子
とから成る。上記調整素子は遅延素子の人、出力側に接
続されており且加算器130入出力側と接続されている
。正の係数O1l C21C3を有する調整素子は9〜
11で示され、負の係数C−3r C−2* C−1を
有するものは6〜8で示されている。係数coを有する
調整素子12は加算器13の出力路中に挿入接続されて
おり、出力側が、判定器として働くA / D変換器1
4に接続されている。A / D変換器14はデジタル
情報及びエラーピットに対する6つの出力側a、b、c
を有する。A / D変換器14のそれらの出力側の信
号から調整素子6〜12に対する調整量(係数)が導出
される。このため出力側Cは3つの遅延素子15を介し
て7つのエクスクル−シブ オア (exclusive or)デー)16−22の各一
方の入力側と接続されており、上記のデートの他方の入
力側は夫々A / D変換器14の出力側aと接続され
ている。その際exclusive −or l’ −
)16−22間に夫々1つの遅延素子23−28が挿入
接続されている。exclusi−ve −Orデート
16〜22及び積分器29−35によりエラーと極性ビ
ットとの相関が求められる。
有する等止器は指向性無線チャネルの高いデータレート
と特別な属性に基づき、すなわち、比較的短い遅延差の
強いエコーにより、デジタル指向性無線システムには特
に好適である。第2図のアダプティブトランスバーサル
フィルタは夫々遅延時間Tを有する縦続接続された遅延
素子1〜5(当該遅延時間Tは2つの順次連続する送信
された信号ないし符号の間隔に相応する)と、調整素子
とから成る。上記調整素子は遅延素子の人、出力側に接
続されており且加算器130入出力側と接続されている
。正の係数O1l C21C3を有する調整素子は9〜
11で示され、負の係数C−3r C−2* C−1を
有するものは6〜8で示されている。係数coを有する
調整素子12は加算器13の出力路中に挿入接続されて
おり、出力側が、判定器として働くA / D変換器1
4に接続されている。A / D変換器14はデジタル
情報及びエラーピットに対する6つの出力側a、b、c
を有する。A / D変換器14のそれらの出力側の信
号から調整素子6〜12に対する調整量(係数)が導出
される。このため出力側Cは3つの遅延素子15を介し
て7つのエクスクル−シブ オア (exclusive or)デー)16−22の各一
方の入力側と接続されており、上記のデートの他方の入
力側は夫々A / D変換器14の出力側aと接続され
ている。その際exclusive −or l’ −
)16−22間に夫々1つの遅延素子23−28が挿入
接続されている。exclusi−ve −Orデート
16〜22及び積分器29−35によりエラーと極性ビ
ットとの相関が求められる。
exclusive −or r−1−の出力側は積分
器の入力側と接続されており、これらの積分器からは係
数CO+C1+ C2+C3+ c−1,a−2t C
−3すなわち調整素子6〜120乗算係数が送出される
。A/D変換変換器1岡0 係数03を有する調整素子11まで帰還結合路が設けら
れており、上記帰還結合路はD/A変換器36と、ロー
パスフィルタ37と、遅延時間Tの遅延素子38とを有
する。判定制御される巡回路を介して補正パルスが形成
され、この補正パルスによって、残留工S工が十分除去
される(これについてはパルスダイヤグラムを用いて先
に述べである)。
器の入力側と接続されており、これらの積分器からは係
数CO+C1+ C2+C3+ c−1,a−2t C
−3すなわち調整素子6〜120乗算係数が送出される
。A/D変換変換器1岡0 係数03を有する調整素子11まで帰還結合路が設けら
れており、上記帰還結合路はD/A変換器36と、ロー
パスフィルタ37と、遅延時間Tの遅延素子38とを有
する。判定制御される巡回路を介して補正パルスが形成
され、この補正パルスによって、残留工S工が十分除去
される(これについてはパルスダイヤグラムを用いて先
に述べである)。
本発明の回路は直線的トランスバーサル(フィルタ)等
止器の諸利点を生かすものであり、これら利点とは技術
設計思想(コンセプト)の領域にも装置手法実現の領域
にも存するものであって良好なりィジション特性及び良
好なコンバーゼンス(収斂9、収束)特性、並びに簡単
な実現法に存する。
止器の諸利点を生かすものであり、これら利点とは技術
設計思想(コンセプト)の領域にも装置手法実現の領域
にも存するものであって良好なりィジション特性及び良
好なコンバーゼンス(収斂9、収束)特性、並びに簡単
な実現法に存する。
QAMシステムの復調器では搬送波再生が必要□であり
この搬送波再生装置は等化器性能を十分生かし得るには
当該等止器の後方に有利に配置される。直線的ひずみ(
多経路(マルチパス)云播)の場合にも搬送波再生位相
制御ループの位相固定が、非固定状態の搬送波制御ルー
プの際にも収束し得る等化器によって促進される、(補
強される)。
この搬送波再生装置は等化器性能を十分生かし得るには
当該等止器の後方に有利に配置される。直線的ひずみ(
多経路(マルチパス)云播)の場合にも搬送波再生位相
制御ループの位相固定が、非固定状態の搬送波制御ルー
プの際にも収束し得る等化器によって促進される、(補
強される)。
この場合トランスバーサルフィルタは搬送波ループの位
相固定後はじめて有利な収束特性を有する純然たる判定
(デシジョン)−帰還(フィードバック)−等化器より
秀れている。よって、本発明によれば直線的トランスバ
ーサルフィルタ部分により生じしめられる等化作用によ
り、搬送波制御ループをして、比較的強い多経路ひずみ
の場合にも位相固定させ得る。直線的トランスバーサル
フィルタのアクセス領域外1シンボル期間分のところに
ある残留工S工の主成分が、(搬送波制御ループの位相
固定後)判定−帰還される補正パルスによ・つて取除か
れる。
相固定後はじめて有利な収束特性を有する純然たる判定
(デシジョン)−帰還(フィードバック)−等化器より
秀れている。よって、本発明によれば直線的トランスバ
ーサルフィルタ部分により生じしめられる等化作用によ
り、搬送波制御ループをして、比較的強い多経路ひずみ
の場合にも位相固定させ得る。直線的トランスバーサル
フィルタのアクセス領域外1シンボル期間分のところに
ある残留工S工の主成分が、(搬送波制御ループの位相
固定後)判定−帰還される補正パルスによ・つて取除か
れる。
このことは最小位相ひずみの場合にのみ可能である。
実現領域における本発明の回路の利点とするところは判
定−帰還結合路の遅延が、1シンボル期間より犬でアリ
、もって、遅延による問題が回避されることである。
定−帰還結合路の遅延が、1シンボル期間より犬でアリ
、もって、遅延による問題が回避されることである。
第6図は6つの係数と、残留−工S工の低減のための1
つの判定−帰還結合係数(これはパラレル−イン/シリ
アル−アウト(並列−人力/直列−出力)によって実現
されている)とを有するアダプティブ(適応形)複素ト
ランスパーチャネルにて同じように構成された等化器を
有する。この場合一方のチャネルから他方のチャネルへ
のクロストークの補償が行なわれるべきであるから、各
チャネル中に同じオーダ(次数)の夫々2つの係数素子
が設けられておりこれらの係数素子は相互に接続されて
いる。わかり易くするため、調整素子に対する調整量(
係数)の発生生成に係る回路部分は省かれている、それ
というのはその回路部分は第2図における相応の回路部
分に相応するからである。図中右の矢印で示されている
のはどの係数が調整素子に供給されるかだけである。チ
ャネルエ及びQの帰還路は夫々、固有のチャネルの等化
器にて係数03を有する調整素子に接続されており、同
時にクロマトークの補償のため他方のチャネルの等化器
における同じ次数の第2調整素子に接続されている。異
なる係数を明示するため、帰還結合路の接続されている
係数(素子) Osは例えば他のすべての係数に対して
付加的インデックス(サフィックス)が付されている。
つの判定−帰還結合係数(これはパラレル−イン/シリ
アル−アウト(並列−人力/直列−出力)によって実現
されている)とを有するアダプティブ(適応形)複素ト
ランスパーチャネルにて同じように構成された等化器を
有する。この場合一方のチャネルから他方のチャネルへ
のクロストークの補償が行なわれるべきであるから、各
チャネル中に同じオーダ(次数)の夫々2つの係数素子
が設けられておりこれらの係数素子は相互に接続されて
いる。わかり易くするため、調整素子に対する調整量(
係数)の発生生成に係る回路部分は省かれている、それ
というのはその回路部分は第2図における相応の回路部
分に相応するからである。図中右の矢印で示されている
のはどの係数が調整素子に供給されるかだけである。チ
ャネルエ及びQの帰還路は夫々、固有のチャネルの等化
器にて係数03を有する調整素子に接続されており、同
時にクロマトークの補償のため他方のチャネルの等化器
における同じ次数の第2調整素子に接続されている。異
なる係数を明示するため、帰還結合路の接続されている
係数(素子) Osは例えば他のすべての係数に対して
付加的インデックス(サフィックス)が付されている。
上記の記号の後にニーチャネル中で、上方調整素子39
の係数は031工で表わされ、下方調整素子40ではC
3Q工で表わされており、一方、Q、−チャネル中では
上方調整素子42の係数はC3工Qで表わされ、下方調
整素子43の係数は03QQで表わされている。
の係数は031工で表わされ、下方調整素子40ではC
3Q工で表わされており、一方、Q、−チャネル中では
上方調整素子42の係数はC3工Qで表わされ、下方調
整素子43の係数は03QQで表わされている。
工及びQチャネルにおける等化器は同じらうに構成され
ていて、その結果1つの等化器の構成について説明すれ
ば足りる。而して、エチャネル中では調整素子はそれの
それぞれ所属の加算素子が入力側にて相互に並列に配置
されている。これに対してそれの出力側は遅延−加算素
子45〜54の直列接続体に接続される。係数03を有
する両調整素子39.40に所属する加算素子41は係
数03を有する調整素子42゜43用の加算素子44と
同じように、上記直列接続体のそのつど最後の加算素子
54に接続されており、上記加算素子54には係数co
に対する調整素子55が後置接続されている。この調整
素子55はアンプ56を介してA / D変換器57と
接続されており、この変換器57の出力側からは帰還結
合路がループ遅延3Tを以て、D/A変換器58と、ロ
ーパスフィルタ60を介してエチャネルの係数C3エエ
を有する調整素子39と、Qチャネルの係数03工を有
する調整素子42と接続されている。
ていて、その結果1つの等化器の構成について説明すれ
ば足りる。而して、エチャネル中では調整素子はそれの
それぞれ所属の加算素子が入力側にて相互に並列に配置
されている。これに対してそれの出力側は遅延−加算素
子45〜54の直列接続体に接続される。係数03を有
する両調整素子39.40に所属する加算素子41は係
数03を有する調整素子42゜43用の加算素子44と
同じように、上記直列接続体のそのつど最後の加算素子
54に接続されており、上記加算素子54には係数co
に対する調整素子55が後置接続されている。この調整
素子55はアンプ56を介してA / D変換器57と
接続されており、この変換器57の出力側からは帰還結
合路がループ遅延3Tを以て、D/A変換器58と、ロ
ーパスフィルタ60を介してエチャネルの係数C3エエ
を有する調整素子39と、Qチャネルの係数03工を有
する調整素子42と接続されている。
本発明の装置構成により、大して回路技術上のコストを
かけずに等化器能率の著しい向上が得られる。
かけずに等化器能率の著しい向上が得られる。
発明の効果
本発明によれば従来の直線等化技術による性能改善の悪
さ等の欠点を克服し、殊にデジタル指向性無線システム
に適する簡単な構成のアダプティブトランスバーサルフ
ィルタを実現できるという効果が奏される。
さ等の欠点を克服し、殊にデジタル指向性無線システム
に適する簡単な構成のアダプティブトランスバーサルフ
ィルタを実現できるという効果が奏される。
第1a図〜第1d図は等化過程の説明用ダイヤグラムを
表わす図、第2図は直列入力側と並列入力側とを有する
アダプティブトランスバー形トランスバーサル等化器の
実施例の構成図である。
表わす図、第2図は直列入力側と並列入力側とを有する
アダプティブトランスバー形トランスバーサル等化器の
実施例の構成図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、夫々遅延時間Tを有する縦続接続された複数の遅延
素子を有し前記遅延時間Tは2つの順次連続する送信さ
れた信号ないし符号の相互間隔に相応し、さらに加算器
の入力側と接続された複数の調整素子を有し、該調整素
子の調整量(係数)が、判定器の出力信号から導出され
るように構成されているアダプテイブトランスバーサル
フィルタまたは等価構成ユニットから成るアダプテイブ
トランスバーサルフィルタであつて、該等価構成ユニッ
トでは調整素子に入力信号が並列的に印加され調整素子
の出力信号がTの間隔をおいて遅延縦続接続体に供給さ
れるように構成されているものにおいて、前記トランス
バーサルフィルタは (n−1)の正の係数とmの負の係数を有するように構
成されており、前記係数はゼロフォーシングアルゴリズ
ムに従つて調整され、さらに直線的トランスバーサルフ
ィルタのアクセス領域につづくところに少なくとも1つ
の付加的な正の、判定帰還結合係数が選定されており、
前記直線的トランスバーサルフィルタのループ遅延が、
シンボル期間のn倍ないし(n+i)倍に相応し、但し
、mはm≧0の整数、iはi≧1の整数、nはn≧2の
整数であることを特徴とするアダプテイブトランスバー
サル等化器。 2、当該トランスバーサルフィルタはIチャンネル及び
Qチャンネル中に同じように構成された等化器部を有す
る複素トランスバーサルフィルタとして構成されており
、各チャネルの判定器出力側から固有のチャネル及び他
方のチャネルの当該の調整素子まで帰還結合路が設けら
れている特許請求の範囲第1項記載の等化器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3535390 | 1985-10-03 | ||
DE3535390.2 | 1985-10-03 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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JPH0813011B2 JPH0813011B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=6282713
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61234701A Expired - Lifetime JPH0813011B2 (ja) | 1985-10-03 | 1986-10-03 | アダプテイブトランスバ−サル等化器 |
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JP (1) | JPH0813011B2 (ja) |
AR (1) | AR241298A1 (ja) |
AT (1) | ATE60857T1 (ja) |
AU (1) | AU587501B2 (ja) |
BR (1) | BR8604776A (ja) |
DE (1) | DE3677447D1 (ja) |
ES (1) | ES2019862B3 (ja) |
GR (1) | GR3001438T3 (ja) |
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- 1986-09-22 NO NO863760A patent/NO173969C/no unknown
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- 1986-09-30 MX MX3891A patent/MX161447A/es unknown
- 1986-10-01 EP EP86113479A patent/EP0218181B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-10-01 ES ES86113479T patent/ES2019862B3/es not_active Expired - Lifetime
- 1986-10-01 DE DE8686113479T patent/DE3677447D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-10-01 AT AT86113479T patent/ATE60857T1/de not_active IP Right Cessation
- 1986-10-02 AU AU63442/86A patent/AU587501B2/en not_active Ceased
- 1986-10-02 BR BR8604776A patent/BR8604776A/pt not_active IP Right Cessation
- 1986-10-03 JP JP61234701A patent/JPH0813011B2/ja not_active Expired - Lifetime
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