JPS6276834A - 伝送信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、バーストデータ伝送の同期信号フォーマット
に係漫、特にデータ内容に対応した同期信号と異なる周
期でバーストデータな生成した信号列を再生する伝送信
号再生装置に関する。

〔発明の背景〕

ＰＣＭ音声と映像信号を多重するシステムには副搬送波
方式９時分側条重方式などがある。前者については、例
えば、財団法人電波技術協会（昭和５８年６月）衛星放
送受信技術調査会報告書第１部「衛星放送受信機」（文
献１）の中で報告されている。また後者については、Ｎ
ＨＫ技研月報第２７巻第７号（昭和５９年７月）「高品
位テレビの新しい伝送方式〜ＭＵＳ　Ｅ〜」（文献２）
の中で報告されている（　ＭＵＳＥ　；　Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｙＳｕｂ　−Ｎｙｑｕｉｓｔ　ＳａｍｐＬｉｎ、１亙
ｎｃｏｄｉｎｌ　）。ＭＵＳＥ方式における音声信号の
伝送方式は、空いている垂直ブランキングに多重するＲ
Ｆ時分割多重方式である。

映像信号はＦＭ変調を、ＰＣＭ音声は４相差動位相変調
を用いており、４相差動位相復調における搬送波再生（
キャリア再生）に対１〜ては映像のクランプレベル信号
をプリアンプルとしてキャリア再生が可能であると記載
されている。

（７か１２バースト状のＰＣＭ音声データの抽出に対ｔ
ｙ、同期信号及びデータ領域の位置検出に関しては、何
ら提示されていない。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、受信されたバーストデータの先頭デー
タを精度よく検出し正しく安定したデータ抽出を行なえ
る信号伝送方式及びその信号再生をする装置を提供する
ことにある。

〔発明の概要〕

データの内容、形式に対応（−２だ同期信号あるいは哄
り検出訂正符号などの制６１１信号とは異なる伝送バー
ストにデータを並び替えた後、伝送バーストの先頭ある
いは同バースト内に制８（Ｉ！号を付加する。受信側に
おいては、伝送バーストに対応した制６１４Ｉ信号でデ
ータ列を抽出し、その後データの内容、形式に対応した
制御信号によってデータの信号処理を行なう。

〔発明の実施例〕

本発明の実施例を第１図に従って述べる。第１図（１）
は、伝送し、ようとする情報であり、データ１と、同期
信号２がら成る連続信号列である。

この情報（１）を伝送情報列（３）によって伝送を行う
。

伝送情報列（３）は、時間Ｔを１周期と１７．３チヤネ
ルを有する時分割多重方式伝送路である。

今、情報（１）をチャネルＡ領域に多重する場合、伝送
情報列（３）の時分割周期Ｔで、情報＋１１を分割する
。第１図（２）が分割しまた情報信号であり、４が分割
点である。この時、元信号である情報＋１１の同期信号
２の周期ｔと、時分割周期Ｔとは無闇・　３　・ 係であるので、周期ｔと周期Ｔとは等１〜〈無い。

分割情報信号（２）は、チャネルＡ領域に多重するため
、データを時間軸圧縮し、伝送情報列（３）に挿入する
。この時チャネルの先頭に同期信号５を付加する。図に
示すように、同期信号２（ｓ）と同期信号３　（ｓｓ）
の２系統の同期信号を含む。

伝送路受信側においては、伝送情報列（３）の信号から
同期信号３を検出し、チャネルＡのデータ位置を導く。

チャネルＡのバーストデータな元の連続信号列に伸張し
た後、同期信号２を検出し、これを基準に、データ１を
再生することができる。この時、チャネルＡ、Ｂ、Ｃの
識別については、同期信号パターンの区別、あるいは同
期信号に続く識別符号（送信側で付加）によって行なう
。

第２図は、前記した同期信号３を符加しない場合であり
、第１図と同様に、（１）は伝送情報、（２）は伝送情
報を分割１〜た信号、（３）は６チヤネル多重伝送情報
列である。この伝送情報列（３）の信号より、データを
再生しようとすると、パース・　４　・ トデータ（圧縮チャネルデータ）の先頭に必ずしも同期
信号２が無いので、少なくとも同期信号２が現れるまで
、例えば５の時間、正１．いデータを検出することがで
きない。時間５０間データ再生上エラーとなる恐れがあ
る。

第１図で示す本発明実施例によれば、情報（１１の同期
信号２とは別に、伝送情報列（３）の時分割周期に対応
し、バーストデータの先頭へ新たに同期信号３を付加す
ることにより、受信側において、正しくデータ位置を検
知（７、データを正しく再生することを可能とする。

第３図は、第１図伝送情報列（８）における同期信号の
具体例である。本例では、変調方式に４相差動位相（Ｑ
ＤＰＳＥ　）変調を用いている。第３図（１）の６〜８
は、同期信号を含むプリアンプルと称する信号である。

プリアンプルはキャリア再生信号６（＝ＣＡＲ）と、ク
ロック再生信号７（＝ＣＲ）と、データ同期信号８（＝
ＤＳ）から成る。ＱＤＰＳＥ変調は伝送１シンボルが、
ディジタル信号２ビツトに相当し、これらをＩデータ、
Ｑデータとすると、第３図（２）に示すような２ビット
ディジタルイｇ号で表わすことができる。キャリア書生
信号６は位相変化の無い一定（全てゼロ）のデータ、ク
ロック再生信号７は、シンボル単位で位相反転するデー
タ、データ同期信号は、情報と分離できるユニークワー
ドで構成している。第３図（３）は、第５図（２）のＩ
、Ｑパラレルデータを差動４号し、シリアルに変換した
ものである。データ１は、データ同期信号８のデータパ
ターン”　０００１００１１０１０１１１１０　”の検
出を基準にデータの先頭位置９を検知し、以後データ１
を再生することができる。

第４図は、本発明のデータ再生回路例（ブロック図であ
る。１０１は、ＱＤＰＳＫ変調波入力、１０２は４相位
相（ｃ２ｐｓｘ　）復調回路、１０３はデータの識別回
路、１０４は差動復号回路、１０５は第１のデータ同期
検出回路、１０６はデータ抽出回路、１０７はデータ伸
長回路、１０８は第２のデータ同期検出回路、１０９は
ディジタル信号処理回路、１１０は、データの再生出力
である。

ＱＰＳＫ復調回路に入力された変調波１旧は、再生され
たキャリアとの積によシデータがｏｌ調される。つづい
て、識別回路１０３により２値信号に変換［７、データ
ストローブされてディジタル信号となる。差動復号回路
１０４によって符号変換したデータをデータ同期検出回
路１０５と、データ抽出回路１０６に入力する。データ
内のデータ同期信号８が、データ同期検出回路１０５に
よって検出され、この同期信号検出タイミングを基準に
、データ抽出回路１０６によってデータを抽出する。

抽出（７たデータはデータ伸長回路によって、連続信号
に変換する。第２の同期検出回路は、前記連続データよ
り、同期信号２を検出１−、ディジタル信号処理回路１
０９に入力１７て、信号処理のタイミング基準とする。

次にＭＵＳＥ方式の音声信号ＲＦ時分割多重方式を例と
して、実施例を説明する。ＭＩＩＳＥ方式における音声
信号の時分割多重方式は日本の放送衛星Ｂ５−２を用い
た衛星放送（文献１を診照）・　７　・ で使用１．た副搬送波方式のディジタル信号フォーマッ
トのＰＣＭ信号を単に時間圧縮して映像の垂直ブランキ
ング期間に多重している。この副搬送波方式は実用段階
にあシ、このフォーマット（以下ＢＳフォーマットを記
す。）を流用することは、エンコーダ、あるいはデコー
ダを共用できる利点がある。

垂直ブランキング周波数は、フィールド周波数に等しい
□Ｈｚ　（ＮＴＳＣ方式）である。

１．００１ ＰＣＭ音声信号を各フィールドに均一分配した時の１フ
ィールド当りのデータ量は、ＰＣＭ音声伝送レート２．
０４８Ｍｂｐｔをフィールド周波数で割ることにより求
まる。つまり、 この対策として、例えば第１の方法とＥ７て、通常は、
１フィールド当り３４１６７ビツト送夛、１５フイール
ドに１回７ビツト余分にデータを送る第１の方法。ある
いは、通常は３４１６８ビット送り、１５フイールドに
１回８ビツト分データを減・　８　・ らしたフィールドを設ける第２の方法が考えられる。以
下、データを削減したフィールドなリープフィールドと
記す。

第２の方法において、１フイールド当シの伝送容７３４
１６８ビットは、ＢＳフォーマットのフレーム容量２０
４８ビツトで換算すると、そのフレーム数は １６フレームと１４００ビツト分に相当する。このよう
に、フレーム容量で割シ切れず、１４００ビツトの端数
を生じることは、ＢＳフォーマットのフレーム同期信号
周期と、フィールド単位で時分割する時のバースト周期
が単純な関係に無いことを意味する。

また、文献２においては、フィールド内のデータ容量に
ついて、詳細に報告されていないが同文献１２図よシ、
奇数フィールド（ラインＮＯが若い方）に３８ライン、
偶数フィールドに３７ライン配置されることが分る。奇
、偶フィールドのライン数が異なるので、２フイールド
（＝１＋１Ｊｌフレーム）完結で、データを配分すると
、で、やはり割り切れないことから、ＭＵＳＥ方式にお
いて、時分割圧縮したバーストデータの周期（フィール
ド又は映像フレーム周期）とＢＳフォーマットのフレー
ム周期とは、やはり単純な関係に無いことが分る。

ところで、ＭＵＳＥ方式における音声データの検出手段
について述べる。第５図は、ＭＵＳＥ方式の伝送フォー
マットを示したものである（文献２の第１２図か照）。

同図は、水平、垂直走査を単位として次元で表示したも
のである。水平１ラインは４８０サンプル（ＱＰＳ）Ｋ
変調波で４８０シンボル）、１１２５ラインで１映像フ
レームであ、・木。

１０が音声データ（付加情報を含む）。１１が水平同期
信号Ｈｌ）、　１２がＹ信号、１３がコントロール信号
、１４がクランプレベル、１５がブロックコ；／　）　
ｏ−ル信号、１６力Ｃ信号、１７カフレームパルスであ
る。音声データ１０は、ＱＤＰＳＫ変調信号であシ、そ
の他映像信号は、全てＦｋｌｙＲ調波である。クランプ
レベル１４は、輝度におけるグレイレベルを意味しＱＤ
ＰＳＫ変詞波の基準周波数に等１〜く、プリアンプルと
して使用［７ている。

音声データ１０は前記したようにＢＳフォーマットのＰ
ＣＭ信号であり、ＢＳフォーマット上のフレーム同期信
号は、音声データ１０のバーストデータ周期とは無関係
に存在する。

つづいて、本発明具体例の信号フォーマットを第６図に
従って説明する。第５図に加えて、１８がガード領域、
１９がデータ同期信号である。

２０がデータの無い空白領域、２１はリーブフィルドの
時、データを削減する領域である。又、第５図のクラン
プレベル１４はプリアンプルと表記している。ガード１
８は同期信号ＨＤ１１のＦＭ変調波と、音声のＱＤＰＳ
Ｋｆｆ調波を分離するための無変調領域（あるいは、前
ＱＤＰＳＥ変調波と同一の位相キャリア）である。同期
信号１９は、ラインごとのデータ位置を検出するための
ものである。つづいてライン番号５〜７の部分を拡大し
・　１１　・ た第７図によって信号列を説明する。

ライン番号５のプリアンプル１４ニ続いて、ＨＤｌｌが
１２５（サンプル）、ガード１８が６３゜データ同期信
号１９が６５１それに音声データリが４５６５でライン
番号６を構成する。ライン番号６から４２までが同じ構
成で、ライン番号４３は第８図に示すように他と異なる
。ライン番号４３の２０は、データの配分上、空白領域
となる。２１はリーグフィールドの時、データを削減さ
せる領域である。上記ライン番号６〜４５までの３８−
）インが奇数フィールドの音声領域である。図で示１７
てしないが、ライン番号５６８〜６０４までの３７ライ
ンが偶数フィールドの音声領域である。

奇・偶数ィールド合わせたデータ伝送容量を以下ニ示ス
。１Ｓ（サンプル）はＱＰＳＫ変調波の１シンボルに相
当し、２ビツトデータである。

よって奇・偶数フィールド合計のデータ容量は〔（４５
６×３７＋４４０）＋（４５６×３６＋４４０）〕〕×
２−６８５３６ビツであり、前記した１フイールド３４
１６８ビツトの２倍に等しい。

・　１２　・ 次にデータの検出手段について説明する。第６図、第７
図および第８図に示す音声データＵには、ＢＳフォーマ
ット上のフレーム同期信号が含まれているが、前記した
ようにフィールド単位の周期とは無関係であるから、デ
ータ同期信号１９との関係も無関係である。よってデー
タの先頭位置２２の検出にあたっては、データ同期信号
１９の検出を基準に行う。本実施例のフィールド単位バ
ーストデータは、同期信号ＨＤ１１０ＦＭ変調波により
、音声信号のＱＤＰＳＫ　ｇ調波がラインごとに分断さ
れるので、ガード領域１８ニよってＱＤＰＳＫ変調波（
後調波）を保護している。又ラインごとにデータ同期信
号１９を設けることにより、よりデータ先頭位置検出の
精度を上げることに効力がある。

またラインごとのデータ後尾と次のラインの同期信号Ｈ
Ｄ間にガード領域を設けてもかまわない。本例では、１
Ｍｇ調波とｑｎｐｓｘｇｒ調波を使用したが、ＦＳＸ＋
ＭＳＫ変調波など他の変調波でも同様の効果があること
は言うまでもない。

第９図は、第６図の信号フォーマットよシ、音声信号を
再生する回路のブロック図である。

１１１は映像と音声が時分割多重された変調波入力信号
である。１１２は、映像信号用ＦＭ復調回路１１６は、
映像の水平同期信号ＨＤ１１．フレームパルス１７．フ
ィールド同期信号等を検出する映像同期信号検出回路で
ある。１１４は、映像信号処理回路であり、１１５はそ
の出力回路、１２１はＲＧＢ出力端子である。１１６は
音声用ＱＤＰＳＫ復調回路、１１７はラインごとにある
データ同期信号１９を検出するデータ同期検出回路、１
１８はデータ抽出回路、１１９はＤＡ変換回路、１２０
は音声出力端子である。

音声データの再生に関し、説明をする。入力信号１１１
から、ＱＤＰＳＫ復調回路１１６によって音声信号デー
タのみを復調する。この際、映像同期信号検出回路よシ
、音声ＱＤＰＳＫ変調波領域の位置をあらかじめ指示す
ることにより、大まかなデータ位置が分る。

音声ＱＤＰＳＫ復調データより、データ同期検出回路１
１７より、ラインごとのデータ同期信号１９を検出し、
このタイミングを基準に、ラインごとのデータをデータ
抽出回路１１８によって抽出する。その後、伸張回路１
０７でデータを連続信号に変換し、この信号内の、ＢＳ
フォーマット同期信号を、データ同期検出回路１０８に
よって検出する。検出された同期信号タイミングを基準
に、信号処理を行い、７）Ａ変換回路１１９を経て、ア
ナログ音声信号を再生する。

次に他の実施例によって本発明を説明する。

第６図において、水平同期信号ＨＤ１１は全てのライン
の先頭に位置している。音声領域であるライン番号６〜
４３　、５６８〜６０４の同期信号Ｈ１）　１１を除き
、この領域へ音声データであるＱｎｐｓｘ変調波を置い
た例を第１０図に示す。前記１〜たよりに、同期信号Ｈ
ＤはＦＭｇ調波であるので、音声のＱＤＰＳＥ変調波と
ラインごとに切シ替えることは、送信側においても、受
信側においても不都合が多い。そこで、音声領域のＦＭ
変調波を全て除いたフォーマットがこの例である。同期
信号、１５゜ ＨＤｌｌを除いたことによる、映像再生回路ならびに全
システムへの影響については、はとんど無い。なぜなら
、同期信号の欠落の割合が１５分の１と小さく、受信側
での、同期信号ＨＤの検出及び同期化回路に、ＰＬＬ回
路などの技術を導入することにより、容易に対策できる
からである。

第１０図に示す２３は音声用のデータ同期信号でライン
の先頭に２４５付加している。このデータ同期信号２３
により、音声データ１０内のＢＳフォーマット・フレー
ム同期信号とは無関係にデータの位置を正しく検出する
ことを可能にしている。

フィールド内のデータ容量は、前例、第５図と等しい。

つまり奇数・偶数フィールドの合計で［（４５６Ｘ３７
＋４４０　）＋（４５６ｘ３６＋４４０　）：］ｘ２＝
　６８３３５ビツトである。

なお前２つの実施例において、音声のＱｌ）ＰＳＥ変調
波に対処し同期信号領域に、クロック再生信号（第３図
クロック再生信号７を参照）を付加してもかまわない。

第１１図と第１２図は、第１０図の実施例に対し・１６
・ データの配置を変えたものである。本実施例では、奇数
フィールドと、偶数フィールドのデータ量を等しく　１
．て、フォーマットの簡略化を図っており、受信側での
、奇・偶判別を必要としない。

第１１図において、データ同期信号２３は各２インごと
に１６シンボル配置し、音声データは４６４シンボルで
ある。２４はクロック再生信号でありフィールド単位に
プリアンプル１４とライン番号６（又は５６７）のデー
タ同期信号２３との間に配置する。空白領域２０は８４
シンボルで、フィールド内のデータ量は３７ライン、３
４１６８ビツトである。

第１２図においては、空白領域２０が無く、その分、ラ
イン番号６（又は５６Ｂ）の頭にクロック再生信号２５
を設けている。データ量は第１１図と同じく、１フイー
ルド′５７ラインで３４１６８ビツトである。なお、リ
ープフィールドにおいては４シンボル（８ビツト）のデ
ータ削減領域Ｑυがある。

第１３図は、ＱＤＰＳＫ　Ｏ！詞回路の具体的ブロック
図である。１２３は、映像信号より検出される同期信号
を基本にＱＤＰＳＫ復調回路を制御するコントロール回
路。１２４，１２５はその出力Ｇ１．Ｇ２である。１２
６，１２７はサンプルホールド回路、１２８は４相位相
差検出回路、１２９はその出力信号である。１３０．１
＋１はＱＰＳＫ復調のための位相検波器１３２はπ／２
遅延回路、１５５はキャリア再生用のＶＣＯである。１
６４はクロック再生用のＶＣｏ　。

１５５は位相検波回路、１５６，１３７はデータストロ
ーブ用のラッチ。１３８，１３９は再生ディジタル出力
端子である。

本回路の特徴は、キャリア再生用のＶＣｏ　１３３０制
御信号をサンプルホールド制御していることと、クロッ
ク再生用ＶＣＯ１５４をサンプルホールド制御している
ことにある。キャリア再生は復調後のデータの位相誤差
を検知してＶＣｏ　１３３を制御するコスタスループ方
式であるが、音声以外の領域ＣＦｌｄ）の影響を無くす
ため、サンプルホールド回路１２６を設け、４相位相差
検出回路１２８の出力１２９からＶＣＯ１３３への制御
を０Ｎ−ＯＦＦ　ｌ、ている。この制御信号Ｇ１（１２
４）は、第１４図に示すよう、プリアンプル１４から音
声信号のデータ後尾１４０までがＯＮ（サンプル状態）
である。

またクロック再生用のＶＣｏ制（財）は、同じく音声以
外の領塚（ＦＭ）の影響を無くすため、サンプルホール
ド回路１２７を設はサンプルホールド制御を行っている
。制御信号Ｇ２（１２５）のＯＮ領域（サンプル状態）
は、本発明フォーマット上の同期信号２３の前に位置す
るクロック再生信号２５から、データの後尾１４０まで
である。

このサンプルホールドは、音声／映像を分離するための
みでなく、多チヤネル時分割における、他のチャネル・
キャリア分離として応用できることは明らかである。ま
た、多チヤネル時分割方式において、それぞれのチャネ
ルキャリア周波数がほぼ等しい場合は、サンプルホール
ド回路１２６は不用である。そして、クロック再生引き
込みがクロック再生４６号の時間内で十分・　１ソ・ できる場合はサンプルホールド回路１２７も不要となる
。

第１５図は、フィールド単位のバーストデータの先頭に
１ケ所制御信号２６を設けた実施例である。制御信号２
６は、クロック再生信号とデータ同期信号で構成してい
る。音声データ朋の容量は、奇・偶フィールドそれぞれ
３６ライン。

３４１６８ビツトである。制御信号２６内のデータ同期
信号は、音声データｕ内のＢＳフォーマット、フレーム
同期信号とは非同期であり、フィールド先頭データの位
置検出を目的としている。本例、信号再生回路の基本は
第９図に等しく、同図データ同期検出回路１１７によっ
て制御信号２６内のデータ同期信号を検出し、フィール
ド先頭のデータ位置を検出することが可能である。

制御信号２６（又はその他の制御信号）には前記１．た
り−ブフィールドの識別信号を付加すると、リープフィ
ールドの検出に効果がある。

次の本発明実施例は、第１０図にあるデータ同期信号２
３に、ライン上の音声データ朋の伝送中、２０゜ 発生するエラーの検出あるいは訂正用の符号を付加する
ものである。本例の伝送フォーマット信号を受信するデ
ータ再生回路例を第１６図に示す。

本回路は、第９図の音声信号再生部の構成にほぼ等しく
、新たに加えた回路が１４１の誤り検出訂正回路である
。誤り検出訂正符号はラインごとデータ同期信号２３内
に含まれ、例えば２４シンボル中、前データ８シンボル
を同期信号、後１６シンボルなり４勺検出訂正符号とし
て配分する。

データ抽出回路１１８の出力データに対し、誤り検出訂
正回路１４１によってラインごとのデータ内誤りの検出
あるいは訂正を行ない、伸長回路１０６にデータを送る
。前記符号については、ＢＣＨ符号、　ＣＲＣＣＩＪ−
ドンロモン符号等の符号が使用できる。

ＭＵＳＥ方式においては、ディジタル信号処理回路１０
９内に、ＢＳフォーマット上のビットエラー訂正回路を
含んでおるが、本方式の訂正回路を付加することにより
、よりエラー訂正能力が向上する。

上記実施例の応用とし、第１０図データ同期信号２３全
てを誤り検出訂正符号と１〜、符号長を多くとることに
より、訂正能力向上を図ることができる。また、上記誤
り検出符号あるいは訂正符号を付加した場合、他の領域
にデータ同期打ちを付加してもよい。

つづいて、誤り検出・訂正符号の他の配置例を第１７図
により説明する。

２９は伝送用のデータ、２７はプリアンプル、２８はデ
ータ同期信号、３０はデータ列、３１は誤り検出訂正符
号である。水平走査方向が信号の送出方向であるのに対
（−１映像上直交するデータ列Ｄｉ　＊　Ｄ、　ｌ・・
・・・・Ｄ４８ｏに対し、それぞれ誤り検出訂正符号Ｐ
ｌ＋Ｐ１＋・・・・・・Ｐ２Ｓ５　　を配置することに
より、伝送系で生じるバーストエラーに対し誤シ検出訂
正能力を向上させることができる。

第１８図は上記伝送信号を再生するデータ再生回路例で
ある。１４２は変調波入力信号、１４３は復調回路、１
４４はデータ同期検出回路、１４５はデータ抽出回路、
１４６は誤り検出訂正回路、１４７はメモリ回路、１４
８は伸長回路、１４９はフレーム同期検出回路、１５０
はディジタル信号処理回路である。基本動作は第１６図
に示す回路と同じである。本回路例においては、勝り検
出訂正において、１フイールド（音声データＵ）データ
を−Ｈメモリに記憶し、データの誤シ検出訂正処理をす
る必要性から、メモリ回路１４７を誤シ検出訂正回路に
接続している。岨り検出訂正されたデータは、伸長回路
１４８でデータを連続信号に変換する。その際フィール
ド単位でデータ処理をするため、メモリ回路１４７を共
用化して、システムを構成している。（もちろん、メモ
リを別々に配置してもかまわない。）本例においても伝
送系において発生１〜だデータの誤りを検出、訂正でき
、より正しいデータを検出することが可能となる。

また、第１５図の制御信号２６（１９６シンボル）にフ
ィールド内データの誤り検出・訂正符号を付加し、再生
時にこの符号によってフィールド、２３・ 内データの岨り検出、訂正をすることも可能である。

第１８図は２系統のデータ同期信号の検出回路（Ｎ７，
１４８　）とデータの赳り検出訂正回路（１４６）を含
む全体受信回路例である。

このように、バーストデータの先頭に同期信号あるいは
誤シ検出訂正符号を付加することによりＢＳフォーマッ
ト上のフレーム同期信号にかかわりなく、音声データを
正しく抽出することができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、情報信号フォーマットの同期信号に無
関係に、伝送フォーマット上の同期信号検出を基準と【
〜てデータを抽出できるので精度よく、安定［７て正し
いデータを再生する効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の伝送信号波形図、第２図は従来の伝送
信号波形図、第６図は第１図の同期信号の具体例を示す
図、第４図は本発明の伝送、２４・ 信号を受信するデータ再生回路図、第５図はＭＵＳＥ方
式の伝送フォーマット図、第６図は本発明の伝送信号の
具体例を示す図、第７図と第８図は第６図の音声領域拡
大図、第９図は第６図の信号伝送方式のデータ再生回路
を示す図、第１０図と第１１と第１２図は本発明の信号
伝送方式の他の実施例を示す図、第１３図はＱＤＰＳＫ
復調回路の具体的ブロック図、第１４図は第１６図の動
作説明タイムチャート図、第１５図は本発明の伝送信号
の他の実施例を示す図、第１６図は本発明の伝送信号を
受信するデータ再生回路を示す図、第１７図は本発明の
伝送信号を示す図、第１８図はある。 １・・・・・・・・・・・・・・・・・データ　　２・
・・・・・・・・・・・・・・・・・同期信号３・・・
・・・・・・・・・・・・・・・同期信号６・・・・・
・・・・・・・・・・・・・キャリア再生信号７・・・
・・・・・・・・・・・・・・・クロック再生信号８・
・・・・・・・・・・−・・・・・データ同期信号１０
１・・・・・・・・・・・ＱＤＰＳＫ変調波入力１０２
・・・・・・・・・・・４相位相復調回路１０３・・・
・・・・・・・・・データの識別回路１０４・・・・・
・・・・・・・差動復号回路１０５．１０８・・・デー
タ同期検出回路１０６．１１８・・・データ抽出回路 １０７．１４８・・・データ伸長回路 １０９・・・・・・・・・・・・ディジタル信号処理回
路１４・・・・・・・・・・・・・・・クランプレベル
（＝プリアンプル）１０・・・・・・・・・・・・・・
・データ１１・・・・・・・・・・・・・・・水平同期
信号ＨＤ１９．１１７・・・・・・データ同期信号１１
６・・・・・・・・・・・・ＱＤＰＳＫ復調回路２５・
・・・・・・・・・・・・・・データ同期信号２４・・
・・・・・・・・・・・・・クロック再生信号２６・・
・・・・・・・・・・・・・制御信号１４１　、１４６
・・・誤り検出訂正回路１４７・・・・・・・・・・・
・メモリ回路・２７　・ 憾ら配 倖　瓜　防 ”ｔｉ　＄ＪＩＩ＃　（％　＞、周り 覗　Ｏ− が工叫１（泡入）１１良９ 箭；ｏ　ｉ 退出回文（受入用０ 第１１層 第１２図 サン１１１１号 だし１出ｊ１廂（づシ人〕ＩｉＮノ 禾ＩＩ　　ノ３　　へレク 第１４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタルデータ列を第１のブロックに分割し、ブ
   ロック単位で制御信号を付加し、前記ブロックのデータ
   量あるいは周期の異なる他の第２ブロック分割を行ない
   、前記第２のブロック分割単位で制御信号を挿入して成
   る信号列を再生する伝送信号再生装置であって第１及び
   第２の制御信号検出回路と、第１及び第２の信号処理回
   路を具備し、入力された信号列を前記第１の制御信号検
   出回路と、前記第１の信号処理回路に入力し、前記第１
   の制御信号検出回路の出力によって第１の信号処理回路
   の処理基準とし、前記第１の信号処理回路の出力を前記
   第２の制御信号検出回路と、第２の信号処理回路に入力
   し前記第２の制御信号検出回路の出力によって第２の信
   号処理回路の処理基準とすることを特徴とする伝送信号
   再生装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記データ及び制
   御信号を、時間軸圧縮して成るバースト状の信号列を再
   生する伝送信号再生装置であって、前記第１の信号処理
   回路の後に時間軸伸長回路を設け、データを伸長するこ
   とを特徴とする伝送信号再生装置。