JPS627383A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はディジタル制御装置を用いて誘導電動機のベク
トル制（至）を行う誘導電動機の制御装置に関する。

〔発明の背景〕

誘導ｖ１動機を高応答に速度制御するためにベクトル制
御が用いられる。ベクトル制御では磁束軸を基準くして
、それと平行な励磁ｔＩＬ流成分成分直なトルク［光成
分の制御を別個に行って精度のよいトルク制ｍを行うの
で、制御の基準となる磁束軸を精度よく把握する必要が
ある。このため罠。

すべり周波数形ベクトル制−で行うすべり周波数と回転
速度の和から１次周波数を求める際に、一般にマイクロ
；ンビュータで行う演算のビット精度を増加させたり、
！＃公昭５９−１０１５７号公報にらるように電動機軸
の回転位置を検出する位置検出器を用いてすべり周波数
角との和から求める方法が考えられている。

しかし、速度変化が大きな場合には後述のように上記演
算のサンプリング時間による遅れのために、制−側で演
算する基準軸の精度が低下する欠点がある。このため（
、トルク変動を生じるおそれがある。

〔発明の目的〕

本発明は前記欠点に対してなされたもので、その目的と
するところは、簡単な方法によって精度のよい磁束基準
軸を演算し、高精度、高応答のトルク制御を行える誘導
電動機の制御装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは、制御の基準信号を作るだ
めの１次周波数信号を演算する際に、その演算サンプリ
ング時間を回転速度の上昇に伴って短くするようにし、
瞬時瞬時の実回転速度とトルク指令に応じた精度のよい
１次周波数信号を得るようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

本発明の一実施例を第１図に示す。

第１図にかいて、周波数変換器１の出力は誘導電動機２
に接続される。周波数変換器１としてはサイクロコンバ
ータ、ＰＷＭインバータ、電流形インバータなどが用い
られる。誘導電動機２の回Ｅ角Ｈロータリエンコーダ３
によって検出される。

誘導電動機２の制御は周波数変換器１を通して。

マイクロコンピュータ５１によって行われる。ここでは
、第１図ンよ理解を容易Ｖこするために、アナログ構成
のものとして示しである。誘導電動機２の回転速度は速
度指令手段１１によって速度指令信号ω、′として指令
され、その出力は速度制御手段１３に入力される。一方
、エンコーダ３の出力はカウンタ３１を介して速度検出
手段１２に入力される。カウンタ３１と速度検出手段１
２てよって所定時間内にエンコーダ３かもくるパルスの
数を数えることによって誘導電動機２の回転速度ω、を
検出する。速度検出手段１２の出力は速度制御手段１３
に接続される。速度制御手段１３は速度指令手段１１の
指令信号ω−と速度検出手段１２の速度検出信号ω、と
の偏差に応じて働き。

誘導電動機２のトルク電流指令■、串を出力する。

速度制御手段１３の出力はすべり周波数演算手段１５と
電流指令演算手段１８に入力される。速度検出手段１２
の出力は励磁電流指令演算手段１４にも入力される。励
磁電流指令演算手段１４は速度検出信号ω２に応じて、
誘導電動機２の磁束が弱められる制御を行うために、励
磁′６１流指令Ｉ　ｍ”と磁束Φ２を演算し出力する。

励磁電流指令信号工♂は電流指令演算手段１８に入力さ
れる６また。

磁束信号Φ２はすべり周波数演算手段１５に入力される
。すべり周波数演算手段１５はトルク電流指令信号■−
と磁束信号Φ２からすべり周波数指令信号ω−を演算す
る。すべり周波数演算手段１５の出力信号ω１率と速度
検出手段１２の出力信号ω、はさらに加算手段１６に入
力される。加算手段１６では信号ω−と信号ω、を加算
し、１次周波数信号ω１を得１発振手段１７に入力する
。

発振手段１７は加算手段１６の出力信号ωｌに応じて発
振し、　ｓｉｎω、ｉ、ＣＯ３ω、１に比例する信号を
出力する。発振手段１７の出力信号は電流指令演算手段
１８に入力される。゛底流指令演算手段１８る。電流指
令演算手段１８の出力は電流制御手段２０に入力される
。゛或流制倒手段２０はに流指令演算手段１８からの電
流指令信号ｉ＊と電流検出器１９の電流検出信号ｉの偏
差１ｃ応じて１＃Ｉき、変換器１ｆ、劃−する。なお、
ここで、電流検出器１９の出力信号をマイクロコンピュ
ータ５１に入力するには当然ながらＡ／Ｄ変換器が必要
であるが図示を省略しである。サンプリング時間制御手
段２１はカウンタ３２で検出したエンコーダ３の出力パ
ルスの周期に基づいて、速度検出手段１２゜すべり周波
数演算手段１５及び加算手段１６で行う演算のサンプリ
ング周期を決めその起動指令信号を出力する、また、速
度制御手段１３．励磁環流指令演算手段１４１発振手段
１７．電流指令演算手段１８．ｇＬ流制一手段２０の演
算を行うだめにも演算を起動する信号が必要であるが省
略している。

速度制御手段１３からは誘導電動機２の磁束に直交する
成分であるトルク電流検出信号工ｔが出力される。一方
、励磁電流指令演算手段１４からは速度検出信号ω、に
応じて誘導電動機２の磁束信号Φ２とそれを作る成分で
ある励磁電流指令信号工♂が出力される。

第２図に励磁電流指令演算手段１４の具体例を示す、、
第２図にかいて、関数発生器１４１によって速度検出信
号ω、に対応する磁束指令信号Φ２“を決定する。磁束
指令信号Φ？と磁束演算手段１４２で演算された磁束信
号Φ２とは励惑壇鬼制却手段１４３に入力される。励磁
電流側脚手段１４３は信号Φ２°とΦ２の偏差に応じて
動作し。

励磁電流指令信号工♂を出力する。磁束演算手段１４２
は信号１−の１次遅れ演算として磁束信号Φ２を演算す
る。ここで１Ｍは誘導電動機１の励磁インダクタンス、
Ｔ２は２次時定紋２　Ｓはラプラス演算子である。この
ようにし−〇、１８号Ｉ　ｔ”　ｒ■、＊、Φ２は演算
される、 第１図に戻り。すべり周波数演算手段１５ではトルク電
流指令信号Ｉｔ”と磁束２号の２によりすべり周波数指
令信号０．１を演算する１、第３図にすべり周波数演算
手段１５の具体列を示す７割算手段１５１と１次遅れ手
段１５２とにより次式の演算を行い、すべり同波数指令
信号ωｔが求められる。

（１）式において、には定数、Ｔはトルク電流指令信号
傘に対する実トルク電流■、のむ答時定数である。すべ
り周波数指令信号ω−が得られると、加算手段１６にお
いて信号ω−七連速度検出信号。

が加算され、ｉ欠周波数信号ω１が得られる。発振手段
１７は信号ω１に応じて発振し、正弦波信号ｓｉｎωｌ
’＋ωＳω１ｔを出力する。電流指令演算手段１８はた
とえば第４図のように構成される、第４図において、掛
算手段１８１，１８２．加算手段１８３により次式の演
算を行い、交流の電流指令信号ｉ傘を出力する。

ｉ　傘　＝　　Ｉ　　を傘ｃｏＳＱ）＋　　ｔ　　＋　
　Ｉｍ”ＳｉＤ　ω１　ｔ＝１１ｓｉｎ（ω１ｔ＋θ）
　　　　　−−−−−−−・−（２）ここで　１ｌ＝Ｖ
Ｔ７１１了７７ θ　＝ｔａ１１−１（Ｉｔ＊／１．＊）・・・・・・・
・・（３）第４図では交流の１相分の指令信号だけの演
算を行うように１つているが、誘導電動機２が３相の場
合は３相分のＩ′を流指令信号が必要である。この演算
は公知なので省略する。

このようにして電流指令信号ｉ傘が得られると。

電流制御手段２０は信号ｉ拳とＷ！流検出信号ｉの偏差
に応じて働き１周波数変換器１を制御する。

こうして、Ｗｌ動機２に流れる電流は電流指令信号ｉ′
に比例して制御される。

以上のようにして、誘導電動機３の回転速度はその指令
に見合って制御される。このとき、電動機の磁束はある
基底速度以上では弱めるように制御されるので、いわゆ
る定トルク領域、定出力領域Ｖこわけた運転が高精度で
行え、かつベクトル制−を採用しているので高応答な速
度制御を行うことができる。

ところで１以上の制御をマイクロコンピュータ５１を用
いてディジタル制御をする場合、その演算時間を考慮す
る必要がある。そのために、従来は速度側−系と＠光制
御系とにわけてそれぞれ独立のサンプリング時間で制御
される。速度制御系号し’、１次周波数信号ωｌを求め
る演算の処理時間とその系の応答時間を考慮して決めら
れる。

さらに、電流制御系のサンプリング時間Ｔ、は信号ω、
に基づいて発振手段１７から正弦波信号を出し、電流指
令信号１１を求め、電流制御手段２０の演算を行い、周
波数変換器１を制御する信号を出すまでの処理時間とそ
の系の応答時間を考慮して決められる、 いま、誘導電動機が加減速状態にある場合を考える。加
減速状態にあるときは刻々と回転速度ω、が変化するが
、このときｋこも（２）式によって演算するθは実際の
′電動機での値θとよく一致させてひかなければならな
い。これらの値がわずかにでも異なると、トルク°ＩＥ
ｆｉ指令信号Ｉｔ”が変化したときに、トルク応答が設
計したとおりにならず。

応答が遅れてしまり。とくに、高速度領域では界磁弱め
制μｓをしているために角度θが大きくなるので、この
影響は大きくなる、制御系で決定する角度θを実際の電
動機の角度θと一致させるには。

電流指令信号ｉ＊を求める基準信号となるｓｉｎωＩＬ
ｃｏｓω１ｔ　信号を精度よく求める。すなわち、１次
周波数信号ω！を実際の電動機の加減速にあわせて精度
よく演算する必要がある。従来のように、１欠周波数ω
富の演算サンプリング時間Ｔ、を速度制御系のサンプリ
ング時間Ｔ、に合わせて出力すると１時間Ｔ、の間は１
欠周波数ω１は一定となる。しかしながら、加減速中は
実際の回転速度が時間Ｔ、の間に変化するので周波数ω
１は本来得たい値とはならない。これを解決するために
１次周波数信号ω１の演算のサンプリング時間Ｔ、を短
くすれば、精度よ〈ω１を演算できる。特に。

角度θが大きくなる高速度領域では効果がある。

しかしながら、逆に、低速度領域ではサンプリング時間
Ｔ＃を短くすると、エンコーダ３０時間Ｔ＃内に入るパ
ルス数が少なくなるために、速度検出手段１２で検出す
る速度検出信号ω２の演算精度が悪くなり、周波数ωｌ
の演算精度は低下してしまう。そこで本発明は、す／ブ
リング時間制御手段２１により、１次局波数信号を演算
するサンプリング時間Ｔ、を低速度領域では長く、高速
度領域では短くなるように制御してこの問題を解決する
。すなわち、速度検出回路１２で検出する速度検出信号
ω７．すべり周波数演算手段１５で演算するすべり周波
数指令信号ω、−及び信号ω７とω−とを加算し、１次
ＦｔＪ波数信号ω１を出力する加算器１６のサンプリン
グ時間Ｔ。を速度に応じて、低沌度領域では長く、高速
度領域では短くするとより、。

第５図に速度ω、に対するサンプリング時間Ｔ、の例を
示す。第５図（ａ）は速度ω、とともにサンプリング時
間Ｔ、を小さくした例を示す、、Ｔ。

の最大値は速度制御系のサンプリング時間り゛、とじ、
最小値は電流開側系のサンプリング時間Ｔ。

とすることが望−ｉしい。第５図（ｂ）は零速度及び最
高速度ωｒｍａｘ付近にリミッタ状態を設けた例を示す
、第５図（＋−）はサンプリング時間を二遁的５で高速
度域と低速度域に切換えるようにした例を示す。

この例は二段階の切換えとしているが、さらに何段階か
に切換えるようにしてもよい、また、速度ω７に対して
（ａ）、　（ｂ）の例のように、直線的にＴ。

を変えるだけでなく、曲線状に変えてもよい、さらに、
サンプリング時間Ｔ、、ｌは速度ω、の関数としたが、
１欠周波数ω１の関数にしても等価である。

第６図にサンプリング時間Ｔ、を決め、１次周波数信号
ωｌを演算する処理を起動する部分の具体例を示す。

第６図において、第１図と同一記号のものは相当物を表
わす。カウンタ３２はエンコーダ３の出力パルスを入力
する。カウンタ３２によってエンコーダ３のパルス間隔
を定め、これに応じて時間決定手段２１１によってサン
プリング時間Ｔ、　を定める。時間Ｔ、に比例した値は
タイマ２１２にセットされる。タイマ２１２はサンプリ
ング周期の時間Ｔ、の時間信号を出力する。タイマ２１
２の出力信号によって１欠周波数ω１を演算する処理ル
ーチン３３．すなわち、速度検出手段１２゜すべや周波
数演算手段１５および加算手段１６の演算が起動される
。

以上のように制御したときの処理７０−は次のようにな
る。すなわち、第７図は電流制御系（発振手段１７．電
流指令演算手段１８．電流制御手段２０で行う演算）の
処理７０−で、一定のサンプリング時間Ｔ、毎に処理が
実行される。

第８図は１欠周波数ω１を求める処理フロー（速度検出
手段１２．すべり周波数演算手段１５゜加算手段１６で
行う演算）で、速度ω１に応じて変わるサンプリング時
間Ｔ、毎に処理される。ここで、すべり周波数指令信号
ω、＊は（１）式で演算するが１時定数Ｔは時間Ｔ、に
比較して無視できる程長くないのでω−の演算だけは第
７図に示す電流制御系の処理ルーチンで行うようにして
もよい。

さらにまた、このようにしたとき加算手段１６で行う１
欠周波数ωｌの出力演算も電流制御系の処理ルーチンで
行う必要がある。すなわち、このときは速度ω、の検出
演算だけが第８図のルーチンで処理される。第９図は速
度制御系の処理フロー（速度制御手段１３．励磁電流指
令演算手段１４で行う演算）で、一定のサンプリング時
間Ｔ、毎に処理が実行される。

なお、第７図の処理はソフトで行うようにしたが、第１
図に示すシステムをサーボに応用し、特に高応答が要求
されるときには電流制量系の処理をアナログ回路を中心
とするディスクリート回路で構成してもよい。また、速
度ω、の検出は第８図に示すフａ−で処理したものを利
用するようにしている。このようにすると速度制御を行
うときにその時点の最新の速度情報で制御ができるが。

これとは別に速度側−のためだけに、一定のサンプリン
グ時間Ｔ、毎に検出し７てもよい。２このように制御し
て加減速したとき、速度ω。

Ｋ対して磁束と１次電流のなす角θの演算値と実際のモ
ータにおける値の差ｌθは第３．０図のようになる。破
線は従来の二うに１欠周波数ω１演算のサンプリング時
間Ｔ、を速度制御系のサンプリング時間Ｔ。と同じに一
定としたとき、実線は本発明の時間Ｔ、、、を可変にし
たと＠を示す。界磁弱め制御分する関係から角度θの精
度が要求される高速度領域てΔθが小さくなるので６高
速度領斌においても精度のよいトルク制御が行える。

第】１図に本発明の他の実施列を示す。

第１１図は交流の電流検出信号１の２構成分Ｉａ、Ｉ、
ｌを求め、直流レベルでの電流制御系を追加したもので
ある。

第１１図において、第１図と同一符号をつけたものは第
１図と相当物を表わす。すべり周波数演算手段２２はｉ
束信号Φ２と磁束と直交するｑ軸分の電流成分工、によ
り次式によってすべり周波数指令信号のＩを演算する。

実電流成分工、を用いでω−を演算することに特徴があ
る。ｔ７１Ｃ１磁束償号Φ寞は磁束と同一方向の電流成
分検出信号Ｉ６を用いて（５）式のように演算してもよ
い。

なお、第１Ｉ図の実施例においても、すべり尼波数指令
信号ωＩの演算には驚１図におけるすべり、笥波数演算
手段１５を用いることもできる。電流成分検出手段２３
は電流検出信号ｉの電流成分Ｉ４と１．を演算する。こ
の演算方法は公知なので説明を省略する。信号Ｉａはｄ
軸電流制御手段２５に入力され、信号■、はｑ軸電流制
御手段２４とすべり周波数演算手段２２に入力される。

ｑ軸電流制御手段２４はトルク電流指令信号】ｔとｑ軸
の電Ｒ成分Ｉ、の偏差に応じて作動する。

一方、ｄ軸電流制御手段２５け励磁電流指令信号工Ｊと
ｄ軸の電流成分Ｉａの偏差に応じて作動する。

以上のように、電流の成分を検出して指令との偏差をと
り、そのマイナルーブとして交流の電流制御を行うよう
にすると、交流電流の波形を正弦波状に制御できろとと
もに、その成分をへ常に所定直にでき、精度のよい電流
側−が行える。このような制御を行うとき、本発明のよ
うに１次周波数を精度よく演算すると、トルク制（ｉＸ
ＩＮ１度の向上九効来がある。なお、嬉１１図ＶＣおい
て、ｄ、ｑ軸電流制御手段２５．２４の制御ゲインを大
きくとれる場合、またはｄ、ｑ軸電流制御手段２４゜２
５の出力間の干渉防止手段がある場合は交流の電流制御
手段２０は省略することができる。

〔発明の効果〕

以上述べたように１本発明によればベクトル制御」二の
基準信号を簡単な方法江より精度よく演算できるので、
高精度かつ高応答のトルク制御１を行うことができる。

なお１本発明は電流のフィードバック制御基を持たず、
トルク指令から回転速度に応じて直接に電圧を指令する
方式においても、トルク指令（すなわち前記実施例のト
ルク゛を流指令に対応する）に応じて、すべり周波数指
令を定め７回転速度との和をとって１次周波数を求める
演算においても本発明が適用できる。また１本発明は電
動機の磁束制量を行わないときにも適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図、第３
図、第４図は第１図に示す演算手段の具体的な構成例、
第５図は第１図の演算手段の動作特性図、第６図は第１
図のｍＷ手段の構成例、第７図、第８図、Ｍ９図は第１
図の側脚のフローチャート、第１０図は側倒特性図、第
１１１曇よ本発明の他の実施例を示す構成図である。 １・・・周波数変換器、２・・・誘導電動本し３・・エ
ンコーダ、１２・・・速度検出手段、１５・・・すべり
周波数演算手段、１６・・・加算手段、１７・・発振手
段。 ２１・・・サンプリング時間制副手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、可変電圧可変周波数の交流を出力する周波数変換器
   と、該周波数変換器によつて駆動される誘導電動機と、
   該誘導電動機の回転速度を検出するための速度検出器と
   、該速度検出器で検出した速度検出信号を入力し、トル
   ク電流指令信号と励磁電流指令により求めたすべり周波
   数と前記速度検出信号の和によつて前記周波数変換器の
   出力周波数を求めるディジタル制御装置を具備し、該デ
   ィジタル制御装置は前記１次周波数を得るための演算の
   サンプリング周期を前記誘導電動機の回転速度が上昇す
   るに伴い短くするようにしたことを特徴とする誘導電動
   機の制御装置。