JPS6267938A - 電波干渉検出方法および装置 - Google Patents
電波干渉検出方法および装置Info
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- JPS6267938A JPS6267938A JP60207401A JP20740185A JPS6267938A JP S6267938 A JPS6267938 A JP S6267938A JP 60207401 A JP60207401 A JP 60207401A JP 20740185 A JP20740185 A JP 20740185A JP S6267938 A JPS6267938 A JP S6267938A
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- JP
- Japan
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- radio wave
- signal
- output
- wave interference
- circuit
- Prior art date
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/345—Interference values
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電波干渉検出方式に関し、一層詳細にはＦＭ波
を使用した無線機で電波干渉により現れる振幅成分を検
出して電波干渉量を検出する電波干渉検出方式に関する
。
を使用した無線機で電波干渉により現れる振幅成分を検
出して電波干渉量を検出する電波干渉検出方式に関する
。
自動車電話システム、携帯電話システム等マルチチャン
ネル移動通信システムを利用する場合において、電波干
渉により通話品質が劣化すると正確な音声情報が伝達さ
れない。このような状況下ではチャンネル切替により電
波干渉を回避することが望まれるが当該チャンネル切替
等を行わせるためには、予め、電波干渉量を正確に計測
することが望まれる。
ネル移動通信システムを利用する場合において、電波干
渉により通話品質が劣化すると正確な音声情報が伝達さ
れない。このような状況下ではチャンネル切替により電
波干渉を回避することが望まれるが当該チャンネル切替
等を行わせるためには、予め、電波干渉量を正確に計測
することが望まれる。
従来技術に係る電波干渉方式では振幅成分検出電圧をサ
ンプリングし、演算処理により微少時間の検出電力（検
出電圧の２乗）変化から本渡と干渉波との電力積を求め
ると同時に検出平均電力から電波と干渉波の電力相を求
め、さらに、演算処理により本渡電力と干渉電力との比
、すなわち、電波干渉量を求めている。これは１９８３
年に開催されたＮ Ｔ ”ｒＦｌ際ンンボジウＪ、にお
いて明らかにされた人界Ｍ移動ｉＪ１信方式に詳細に説
明されている。
ンプリングし、演算処理により微少時間の検出電力（検
出電圧の２乗）変化から本渡と干渉波との電力積を求め
ると同時に検出平均電力から電波と干渉波の電力相を求
め、さらに、演算処理により本渡電力と干渉電力との比
、すなわち、電波干渉量を求めている。これは１９８３
年に開催されたＮ Ｔ ”ｒＦｌ際ンンボジウＪ、にお
いて明らかにされた人界Ｍ移動ｉＪ１信方式に詳細に説
明されている。
この電波干渉検出方式において、先ず、電波干渉による
振幅変動成分の発生原理を第１図によって説明する。
振幅変動成分の発生原理を第１図によって説明する。
第１図において、参照７１号らはＦＭの希望波ヘクトル
を示し、参照符号１′目上ＦＭの妨害波ヘクトルを示し
、さらに、参照符号食はＦＭの受信波ヘクトルを示して
いる。
を示し、参照符号１′目上ＦＭの妨害波ヘクトルを示し
、さらに、参照符号食はＦＭの受信波ヘクトルを示して
いる。
第１図からも明らかなように、希望波すと妨害渡合の周
波数が僅かに異なる場合、合成波にの振幅は希望波白と
妨害渡合の周波数差に伴ったりさて振幅変動する。すな
わち、振幅変調を受けることになり、振幅変調成分が発
４トする。
波数が僅かに異なる場合、合成波にの振幅は希望波白と
妨害渡合の周波数差に伴ったりさて振幅変動する。すな
わち、振幅変調を受けることになり、振幅変調成分が発
４トする。
従って、振幅変動量を計測することによって電波干渉比
率（ｆ′）／白）を求めることが可能となる。
率（ｆ′）／白）を求めることが可能となる。
参考のために、第２図に電波干渉比率（６／白）に対す
る振幅変動幅の関係の一例を示しておく。
る振幅変動幅の関係の一例を示しておく。
一方、ＦＭ受信機では、中間周波フィルタが有するＦＭ
−ＡＭ変換特性により、ＦＭ変調信号を通過さゼ、これ
によって振幅成分が発汁する。これは、特に、ｉｍｍ倍
信号周波数中間周波フィルタの中心周波数からずれるこ
とによりＦＭ−ＡＭ変換が顕著に現れる。
−ＡＭ変換特性により、ＦＭ変調信号を通過さゼ、これ
によって振幅成分が発汁する。これは、特に、ｉｍｍ倍
信号周波数中間周波フィルタの中心周波数からずれるこ
とによりＦＭ−ＡＭ変換が顕著に現れる。
すなわち、詳細に説明すれば、ＦＭ受信機において、中
間周波フィルタ等の周波数帯域制限フィルタの１ｆｆｉ
ｊＪ域時特性平坦ではなく、特に遅延時間特性が平坦
な特性を有するフィルタでは通過域特性は略２乗特性を
有する。従って、ＦＭ変調波が周波数帯域制限フィルタ
により振幅変換されることになる。このため、振幅変動
量を計測して電波干渉量を求める電波干渉検出方式にお
いて、計測誤差が顕著になる不都合が露呈する。
間周波フィルタ等の周波数帯域制限フィルタの１ｆｆｉ
ｊＪ域時特性平坦ではなく、特に遅延時間特性が平坦
な特性を有するフィルタでは通過域特性は略２乗特性を
有する。従って、ＦＭ変調波が周波数帯域制限フィルタ
により振幅変換されることになる。このため、振幅変動
量を計測して電波干渉量を求める電波干渉検出方式にお
いて、計測誤差が顕著になる不都合が露呈する。
本発明は前記の不都合を克服するためになされたもので
あって、振幅成分検出信号からＦＭ−ＡＭ変換による信
号分を除去することにより、振幅成分検出信号を介して
正確に電波干渉量を検出することが可能な電波干渉検出
方式を提供することを目的とする。また、サンプリング
による場合も同様に、サンプリング出力からＩ？Ｍ−Ａ
Ｍ変換による信号分による誤差を除去し、これにより正
確な電波干渉量を検出することが可能な電波干渉検出方
式を提供することを目的とする。
あって、振幅成分検出信号からＦＭ−ＡＭ変換による信
号分を除去することにより、振幅成分検出信号を介して
正確に電波干渉量を検出することが可能な電波干渉検出
方式を提供することを目的とする。また、サンプリング
による場合も同様に、サンプリング出力からＩ？Ｍ−Ａ
Ｍ変換による信号分による誤差を除去し、これにより正
確な電波干渉量を検出することが可能な電波干渉検出方
式を提供することを目的とする。
前記の目的を達成するために、本発明はＦＭ無線機で電
波干渉により生ずる振幅変動成分を検出して電波干渉量
を検出する電波干渉検出方式において、ＦＭ復調信号を
２乗した信号に前記振幅変動成分を加算し、この加算出
力の振幅変動成分を検出することを特徴とする。
波干渉により生ずる振幅変動成分を検出して電波干渉量
を検出する電波干渉検出方式において、ＦＭ復調信号を
２乗した信号に前記振幅変動成分を加算し、この加算出
力の振幅変動成分を検出することを特徴とする。
さらにまた、本発明はＦＭ無線機で電波干渉により生ず
る振幅変動成分をサンプリングし、演算処理して電波干
渉量を得る電波干渉検出方式において、前記振幅変動成
分のサンプリングと同時にＦｉ復調信号をサンプリング
し、前記サンプリングしたＦＭ復調信号を２乗し、この
２乗されたＦＭ復調信号とサンプリングした前記振幅変
動成分とを加算し、その加算出力から電波干渉量を得る
ことを特徴とする。
る振幅変動成分をサンプリングし、演算処理して電波干
渉量を得る電波干渉検出方式において、前記振幅変動成
分のサンプリングと同時にＦｉ復調信号をサンプリング
し、前記サンプリングしたＦＭ復調信号を２乗し、この
２乗されたＦＭ復調信号とサンプリングした前記振幅変
動成分とを加算し、その加算出力から電波干渉量を得る
ことを特徴とする。
これによって、ＦＭ復調信号を２乗した信号と振幅変動
成分とを加算した出力中にはＦＭ−ＡＭ変換により生じ
た振幅変動成分は打消されて存在しなくなり、加算出力
の振幅変動成分は電波干渉によるものとなって、ＦＭ−
ＡＭ変換による電波干渉検出誤差が軽減される効果が得
られる。
成分とを加算した出力中にはＦＭ−ＡＭ変換により生じ
た振幅変動成分は打消されて存在しなくなり、加算出力
の振幅変動成分は電波干渉によるものとなって、ＦＭ−
ＡＭ変換による電波干渉検出誤差が軽減される効果が得
られる。
次に、本発明に係る電波干渉検出方式について、それを
実施する装置との関係において好適な実施例を挙げ、添
付の図面を参照しながら以下詳細に説明する。
実施する装置との関係において好適な実施例を挙げ、添
付の図面を参照しながら以下詳細に説明する。
第３図は本発明に係る電波干渉検出方式を実施するため
のブロック回路図であり、図中、参照符号１０はＦＭア
ンテナを示し、このＦＭアンテナ１０の出力側はＦＭ受
信機１２、特に、チューナ一部に接続されている。実質
的にこのＦＭ受信機１２は前記ＦＭアンテナ１０の出力
側に接続される周波数変換回路１４と、この周波数変換
回路１４の出力側に接続される中間周波フィルタ１６と
、前記中間周波フィルタ１６の出力側に並列に接続され
るリミ・ツタ増幅器１８と対数検波器２０、および前記
リミッタ増幅器１８の出力側に接続されるＦ Ｍ復調器
２２を含む。対数検波器２０の出力側は、この場合、加
算回路２４の一方の入力端子に接続され、一方、前記加
算回路２４の他方の入力端子には前記ＦＭ復調器２２に
接続される２東回路２６の出力側が接続する。そして、
前記加算回路２４の出力側はバイパスフィルタ２８を介
してレベル検波ｔｉ３ｏに接続されている。
のブロック回路図であり、図中、参照符号１０はＦＭア
ンテナを示し、このＦＭアンテナ１０の出力側はＦＭ受
信機１２、特に、チューナ一部に接続されている。実質
的にこのＦＭ受信機１２は前記ＦＭアンテナ１０の出力
側に接続される周波数変換回路１４と、この周波数変換
回路１４の出力側に接続される中間周波フィルタ１６と
、前記中間周波フィルタ１６の出力側に並列に接続され
るリミ・ツタ増幅器１８と対数検波器２０、および前記
リミッタ増幅器１８の出力側に接続されるＦ Ｍ復調器
２２を含む。対数検波器２０の出力側は、この場合、加
算回路２４の一方の入力端子に接続され、一方、前記加
算回路２４の他方の入力端子には前記ＦＭ復調器２２に
接続される２東回路２６の出力側が接続する。そして、
前記加算回路２４の出力側はバイパスフィルタ２８を介
してレベル検波ｔｉ３ｏに接続されている。
以」−のような構成において、アンテナ１０からの出力
は周波数変換回路１４に供給されて中間周波信号に変換
される。周波数変換回路１４によって変換された中間周
波１８号はリミッタ増幅器１８および対数検波器２０に
供給され、前記リミッタ増幅器１８により振幅制限され
た中間周波信号はＦＭｉｊｔ調器２２に供給されてＦＭ
復調する。ＦＭ復調器２２の復調出力信号は２東回路２
６に供給されて２乗され、さらに前記２乗回路２６の出
力と対数検波器２０の出力信号とは加算回路２４に供給
されて加算される。加算回路２４の加算出力はバイパス
フィルタ２８を介してレベル検波器３０に供給され、バ
イパスフィルタ２８の出力を検波することになる。
は周波数変換回路１４に供給されて中間周波信号に変換
される。周波数変換回路１４によって変換された中間周
波１８号はリミッタ増幅器１８および対数検波器２０に
供給され、前記リミッタ増幅器１８により振幅制限され
た中間周波信号はＦＭｉｊｔ調器２２に供給されてＦＭ
復調する。ＦＭ復調器２２の復調出力信号は２東回路２
６に供給されて２乗され、さらに前記２乗回路２６の出
力と対数検波器２０の出力信号とは加算回路２４に供給
されて加算される。加算回路２４の加算出力はバイパス
フィルタ２８を介してレベル検波器３０に供給され、バ
イパスフィルタ２８の出力を検波することになる。
ここで前記した中間周波フィルタ】６の振幅特性は、第
４図において、参照符号（ａ）で示すような２乗特性を
有し、一方、ＦＭ復調器２２のＦＭ復調特性は、第４図
において、参照符号（ｂｌで示すようになる。また、対
数検波器２０の振幅検波特性は、第４図において、参照
符号ｔｃ＋に示すようになり、さらに、２東回路２６の
入出力特性は、第４図において、参照符号（ｄ）に示す
ようになる。
４図において、参照符号（ａ）で示すような２乗特性を
有し、一方、ＦＭ復調器２２のＦＭ復調特性は、第４図
において、参照符号（ｂｌで示すようになる。また、対
数検波器２０の振幅検波特性は、第４図において、参照
符号ｔｃ＋に示すようになり、さらに、２東回路２６の
入出力特性は、第４図において、参照符号（ｄ）に示す
ようになる。
そこで、今、周波数変換回路１４から出力された中間周
波信号ｆ 、ｆｔｌの波形は第４図ｔｅｌに示すように
なり、中間周波フィルタ１６のｉＪＩ過域の中心周波数
より（＋）側に、例えば、ＩＫＨｚずれている。第４図
において参照符号ｔｅ）に示す波形の中間周波信号ｆｍ
（ｔ）は中間周波フィルタ１６のＦＭ−ＡＭ変換特性に
よって変換され、前記変換された信号Ｒ（［）は、第４
図において、参照符号（ｆｌに示すようになる。第４図
において、参照符号（ｆｌに示ず出力は対数検波器２０
によって振幅検波される。前記対数検波器２０の出力信
号Ｉ、ｆｉｌの波形は、第４図において、参照符号ｆｇ
ｌに示すようになる。
波信号ｆ 、ｆｔｌの波形は第４図ｔｅｌに示すように
なり、中間周波フィルタ１６のｉＪＩ過域の中心周波数
より（＋）側に、例えば、ＩＫＨｚずれている。第４図
において参照符号ｔｅ）に示す波形の中間周波信号ｆｍ
（ｔ）は中間周波フィルタ１６のＦＭ−ＡＭ変換特性に
よって変換され、前記変換された信号Ｒ（［）は、第４
図において、参照符号（ｆｌに示すようになる。第４図
において、参照符号（ｆｌに示ず出力は対数検波器２０
によって振幅検波される。前記対数検波器２０の出力信
号Ｉ、ｆｉｌの波形は、第４図において、参照符号ｆｇ
ｌに示すようになる。
そこで、対数検波器２０の出力Ｉ、（ｔｌは次式で示さ
れる。
れる。
Ｌ（ｔｌ＝ａ−Ｒ（ｔｌ’ ａ’ （ｆ １Ｉ（ｔｌ
ｆ ｏ 〕２・−・（１）ここで、ａ、ａ’ は正
の比例定数、ｆｏは中間周波フィルタのｉｍ通過域中心
周波数である。
ｆ ｏ 〕２・−・（１）ここで、ａ、ａ’ は正
の比例定数、ｆｏは中間周波フィルタのｉｍ通過域中心
周波数である。
一方、中間周波数信号ｆ 、ｆｔｌは中間周波フィルタ
１６を通過することによって周波数信号としては殆ど変
化せず、リミッタ増幅器１Ｂによって振幅制限され、Ｆ
Ｍ復調器２２によってＦＭ復調される。このＦＭ復調器
２２の復調出力Ａ Ｆ （ｔｌは、第４図において、参
照符号（ｈｌに示すようになる。
１６を通過することによって周波数信号としては殆ど変
化せず、リミッタ増幅器１Ｂによって振幅制限され、Ｆ
Ｍ復調器２２によってＦＭ復調される。このＦＭ復調器
２２の復調出力Ａ Ｆ （ｔｌは、第４図において、参
照符号（ｈｌに示すようになる。
そして、前記復調出力Ａ Ｆ （ｔ）は２東回路２６に
よって２乗され、この２東回路２６の出力５Ｑｆｔｌは
、第４図において、参照符号ｆｉｌに示すようになる。
よって２乗され、この２東回路２６の出力５Ｑｆｔｌは
、第４図において、参照符号ｆｉｌに示すようになる。
この場合、前記２乗回路２６の出力５Ｑ（ｔｌは次式の
ようになる。
ようになる。
５Ｑ（ｔ）−ｂ （Ａ Ｆ（ｔ））２＝ｂ”（ｆ ＬＩ
（ｔｌ ｆｏ ）２ ・・・（２）ここで、ｂ、
ｂ’ は正の比例定数を示す。
（ｔｌ ｆｏ ）２ ・・・（２）ここで、ｂ、
ｂ’ は正の比例定数を示す。
次に、加算回路２４において第ｆｌ）式の対数検波器２
０の出力Ｌ （ｔｌと第（２）式の２東回路２６の出力
５Ｑ（ｔｌとがａ＋ ＝ ｂ＋ として電圧加算され
る。
０の出力Ｌ （ｔｌと第（２）式の２東回路２６の出力
５Ｑ（ｔｌとがａ＋ ＝ ｂ＋ として電圧加算され
る。
従って、前記加算回路２４において、中間周波フィルタ
１６を通過したことによるＡＭ変動分は打消されること
になる。
１６を通過したことによるＡＭ変動分は打消されること
になる。
一方、希望波らと妨害波臼による干渉の場合には
５＝ｄｓｉｎ ω。ｔ ・（３１
白−ｕｓｌｎ ω、 ｔ −（４１ｄ
、ｕは比例定数、ω。およびω１は夫々希望波すの角速
度および妨害波臼の角速度である。
白−ｕｓｌｎ ω、 ｔ −（４１ｄ
、ｕは比例定数、ω。およびω１は夫々希望波すの角速
度および妨害波臼の角速度である。
ここで、ｄ ＞ ｕとする。
この結果、合成受信波には
ｆ、 ＝ｆ）＋ｆ）＝ｄｓ＋ｎω６ｔ＋ｕｓｉｎω＋１
−ｒ （ｔｌｓｉｎ Ｃω。ｔｌ−φ（ｔ）〕 ・
・・（５）ここで、 「（ｔ） ω７−ω１−ω０ ・・−（８）
となる。
−ｒ （ｔｌｓｉｎ Ｃω。ｔｌ−φ（ｔ）〕 ・
・・（５）ここで、 「（ｔ） ω７−ω１−ω０ ・・−（８）
となる。
今、ｄ＞ｕとすると
ｒ（ｔｌ＃ｄ （］＋ＣＯ３ωｎｔ） ・・・（９
）φ［０＃ −ｓ ｉｎ ω、 ｔ −
Ｑ（１）となり、位相偏移信号φ（１）を周波数偏移信
号ｆ １ｌｆｔ＋に直すと、 となる。
）φ［０＃ −ｓ ｉｎ ω、 ｔ −
Ｑ（１）となり、位相偏移信号φ（１）を周波数偏移信
号ｆ １ｌｆｔ＋に直すと、 となる。
振幅変動成分Ｙ （ｔｌを対数検波器２０で検波した検
波出力りゎ（１１は Ｌ ｎｔｔ）＃ ｋ −ｃｏＳω。ｔ ・
・・α２）となる。
波出力りゎ（１１は Ｌ ｎｔｔ）＃ ｋ −ｃｏＳω。ｔ ・
・・α２）となる。
そこで、前記検波出力り、（ｔｌを加算回路２４に供給
してＦＭ復調出力を２乗した２東回路２６の出力と加算
し、バイパスフィルタ２８を通してレベル検波器３０に
よって検波し、そのレベルが検出される。
してＦＭ復調出力を２乗した２東回路２６の出力と加算
し、バイパスフィルタ２８を通してレベル検波器３０に
よって検波し、そのレベルが検出される。
ところで、周波数偏移信号ｆ 、、（ｔｌに変換された
ＦＭ信号でも、中間周波信号ｆ□［１の場合と同様に、
中間周波フィルタ１６によってＦＭ−ＡＭ変換により振
幅変動成分が生ずる。しかし、前記の中間周波信号の場
合と同様に、ＦＭ復復信信号２乗した２東回路２６の出
力を加算回路２４によって対数検波器２０の出力と計数
加算することにより、生成された振幅変動成分が除去さ
れる。
ＦＭ信号でも、中間周波信号ｆ□［１の場合と同様に、
中間周波フィルタ１６によってＦＭ−ＡＭ変換により振
幅変動成分が生ずる。しかし、前記の中間周波信号の場
合と同様に、ＦＭ復復信信号２乗した２東回路２６の出
力を加算回路２４によって対数検波器２０の出力と計数
加算することにより、生成された振幅変動成分が除去さ
れる。
そこで、レベル検波器３０の出力は略ｕ／ｄに比例した
電圧となり、希望波らと妨害波臼のレベル比に比例した
出力、すなわち、ＦＭ−ＡＭ変換による信号骨が除去さ
れた振幅成分電圧（干渉量検出電圧）が得られる。
電圧となり、希望波らと妨害波臼のレベル比に比例した
出力、すなわち、ＦＭ−ＡＭ変換による信号骨が除去さ
れた振幅成分電圧（干渉量検出電圧）が得られる。
なお、バイパスフィルタ２８は移動通信で発生するフェ
ージングによる振幅変動成分を除去す第５図は第３図に
示す２東回路２６を用いなかった場合との干渉検出特性
を比較した測定値を示す一例である。この図は電波干渉
比率（１’）／白）と干渉量検出電圧の関係をＦＭ変調
量の変化に対して示している。
ージングによる振幅変動成分を除去す第５図は第３図に
示す２東回路２６を用いなかった場合との干渉検出特性
を比較した測定値を示す一例である。この図は電波干渉
比率（１’）／白）と干渉量検出電圧の関係をＦＭ変調
量の変化に対して示している。
そこで、前記のように、２乗回路を設けた場合、干渉量
電圧は電波干渉比率に対して表示した部分の範囲を変動
する程度であり、通信品質が悪化し始める電波干渉比率
１５ｄＢ程度ではＦＭ変調量に殆ど影響されない干渉量
検出電圧が得られる。
電圧は電波干渉比率に対して表示した部分の範囲を変動
する程度であり、通信品質が悪化し始める電波干渉比率
１５ｄＢ程度ではＦＭ変調量に殆ど影響されない干渉量
検出電圧が得られる。
これに対し、２乗回路を用いなかった場合、干渉量電圧
は電波干渉比率に対してクロスする斜線Ａで示す表示部
分と単なる斜線Ｂで示す表示部分との合わせた部分の範
囲を変動し、その変動範囲は大きい。従って、電波干渉
が無い場合でも無変調時の電波干渉量１５ｄＢと同等の
干渉量検出電圧が発生することがあり、検出誤差が極め
て大きい。
は電波干渉比率に対してクロスする斜線Ａで示す表示部
分と単なる斜線Ｂで示す表示部分との合わせた部分の範
囲を変動し、その変動範囲は大きい。従って、電波干渉
が無い場合でも無変調時の電波干渉量１５ｄＢと同等の
干渉量検出電圧が発生することがあり、検出誤差が極め
て大きい。
なお、以−１説明したように、本発明ではＦＭ受信機１
２の中間周波信号を対数検波した出力とＦＭ復調出力の
２乗した出力とを処理して振幅変動成分を打消している
ため、ＦＭ復調出力と対数検波出力とを同時にサンプリ
ングｊ〜、前者を２乗演算後、対数検波出力に加算する
サンプリングによる処理の場合においてもＦ’ Ｍ −
Ａ Ｍ変換による振幅変動成分が除去されて、正確な電
波干渉量をｄ１測することが出来る。
２の中間周波信号を対数検波した出力とＦＭ復調出力の
２乗した出力とを処理して振幅変動成分を打消している
ため、ＦＭ復調出力と対数検波出力とを同時にサンプリ
ングｊ〜、前者を２乗演算後、対数検波出力に加算する
サンプリングによる処理の場合においてもＦ’ Ｍ −
Ａ Ｍ変換による振幅変動成分が除去されて、正確な電
波干渉量をｄ１測することが出来る。
以十説明したように本発明によれば、電波干渉により生
ずる振幅成分検出信号にＦＭ復調信号を２乗した信号を
加えることにより、ＦＭ−ＡＭ変換により生じた振幅変
動成分が除去され、ＦＭ変調量に影響されずに電波干渉
量が正確に求められる。従って、自動東電話システム等
マルチチャンネル移動通信システムにおいて、電波干渉
量検出により適切な送信電力制御およびチャンネル切替
で良質の）ｍ話品質を確保することが出来るという効果
が得られる。また、セルラ一方式での同一周波数繰返し
ゾーン間隔を小さくすることが可能となるため周波数の
有効利用が図れるという利点もある。
ずる振幅成分検出信号にＦＭ復調信号を２乗した信号を
加えることにより、ＦＭ−ＡＭ変換により生じた振幅変
動成分が除去され、ＦＭ変調量に影響されずに電波干渉
量が正確に求められる。従って、自動東電話システム等
マルチチャンネル移動通信システムにおいて、電波干渉
量検出により適切な送信電力制御およびチャンネル切替
で良質の）ｍ話品質を確保することが出来るという効果
が得られる。また、セルラ一方式での同一周波数繰返し
ゾーン間隔を小さくすることが可能となるため周波数の
有効利用が図れるという利点もある。
以Ｊ−１本発明について好適な実施例を挙げて説明した
が、本発明はこの実施例に限定されるものではなく、本
発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに
設計の変更が可能なことは勿論である。
が、本発明はこの実施例に限定されるものではなく、本
発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに
設計の変更が可能なことは勿論である。
【図面の簡単な説明】
第１図は電波干渉による振幅変調成分の発生の説明に供
する図、第２図は電波干渉比率に対する振幅変動幅の関
係を示す線図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す
プロ・ツク図、第４図は本発明の一実施例の作用説明に
供する波形図、第５図は本発明の一実施例の作用説明に
供する線図である。 １０・・・アンテナ １２・・・ＦＭ受信機１
４・・・周波数変換回路 １６・・・中間周波フィル
り１８・・・リミッタ増幅器 ２０・・・対数検波器
２２・・・ＦＭ復調器 ２４・・・加算回路２６
・・・２乗回路 ２８・・・バイパスフィルタ
３０・・・レベル検波器 特許出願人 ［１本電信電話株式会社（％）動イ
φ５脚■
する図、第２図は電波干渉比率に対する振幅変動幅の関
係を示す線図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す
プロ・ツク図、第４図は本発明の一実施例の作用説明に
供する波形図、第５図は本発明の一実施例の作用説明に
供する線図である。 １０・・・アンテナ １２・・・ＦＭ受信機１
４・・・周波数変換回路 １６・・・中間周波フィル
り１８・・・リミッタ増幅器 ２０・・・対数検波器
２２・・・ＦＭ復調器 ２４・・・加算回路２６
・・・２乗回路 ２８・・・バイパスフィルタ
３０・・・レベル検波器 特許出願人 ［１本電信電話株式会社（％）動イ
φ５脚■
Claims (2)
- （１）ＦＭ無線機で電波干渉により生ずる振幅変動成分
を検出して電波干渉量を検出する電波干渉検出方式にお
いて、ＦＭ復調信号を２乗した信号に前記振幅変動成分
を加算し、この加算出力の振幅変動成分を検出すること
を特徴とする電波干渉検出方式。 - （２）ＦＭ無線機で電波干渉により生ずる振幅変動成分
をサンプリングし、演算処理して電波干渉量を得る電波
干渉検出方式において、前記振幅変動成分のサンプリン
グと同時にＦＭ復調信号をサンプリングし、前記サンプ
リングしたＦＭ復調信号を２乗し、この２乗されたＦＭ
復調信号とサンプリングした前記振幅変動成分とを加算
し、その加算出力から電波干渉量を得ることを特徴とす
る電波干渉検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60207401A JPS6267938A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 電波干渉検出方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60207401A JPS6267938A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 電波干渉検出方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6267938A true JPS6267938A (ja) | 1987-03-27 |
| JPH0347022B2 JPH0347022B2 (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=16539132
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60207401A Granted JPS6267938A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 電波干渉検出方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6267938A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0283401A2 (en) * | 1987-03-18 | 1988-09-21 | Sony Corporation | FM communication device with avoidance of interference by substantially same channel fm signal |
-
1985
- 1985-09-19 JP JP60207401A patent/JPS6267938A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0283401A2 (en) * | 1987-03-18 | 1988-09-21 | Sony Corporation | FM communication device with avoidance of interference by substantially same channel fm signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0347022B2 (ja) | 1991-07-18 |
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