JPS626361B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、IC化に適したAM受信機用AGC回路
に関する。

AMの受信機においては、強電界における過大
入力による出力信号の歪を防止し、電界の変化に
よる出力AF信号の変動を軽減するためAGC回路
は不可欠である。

このようなAGC回路の一例を第１図に示す。
１はIFのAM信号などが加えられる入力端子、２
は可変利得増幅器、電子的な可変減衰器などで構
成される可変利得手段、３は増幅器でIFなどの
入力信号に対応したもの、４はAM検波器、５，
６はローパスフイルタ、７はシリコンダイオード
などからなる直流のレベルシフタ、８は引算回
路、９は基準電圧源である。

入力端子１に加えられたAM信号は可変利得手
段２を介して増幅器３からAM検波器４に供給さ
れ、増幅、検波されてローパスフイルタ５で出力
端子１０にAM検波されたAF信号を発生する。

また、AM検波器４の検波出力中の直流分を大
きな時定数を有するローパスフイルタ６で取り出
し、レベルシフタ７で直流レベルを適当にシフト
させて引算回路８に印加し、基準電圧源９の電圧
Vrとの差信号を取り出して可変利得手段２の制
御入力に加え、入力端子１に供給される入力AM
信号に応じて可変利得手段２の利得（必要に応じ
て負の値をもとりうる）を変え、出力端子１０に
得られる出力AF信号を一定に保つようにする、
いわゆるAGC動作を行なう。

このとき、通常のAM受信機においては、入力
AM信号のレベルが微弱な場合にＳ／Ｎが劣化す
るので出力端子１０に得られる検波された出力
AF信号のＳ／Ｎが一定値以上に達する入力信号
のレベルまでAGCが動作しないようにしなけれ
ばならないから、引算回路８の動作に電圧V₁な
る不感帯を設け、レベルシフタ７の出力電圧が
V₁＋Vrを超えるまでは可変利得手段２にAGC制
御信号が加えられないようにしている。そして、
この引算回路８に設けた不感帯電圧V₁によつて
AGCが動作している領域における出力AF信号の
レベルが決定されてしまう。

ここで入力AM信号のレベルとは搬送波のピー
クトウピーク値を示し、又出力AF信号のレベル
とは上記入力AM信号の搬送波を一定の値でAM
変調した時に得られる出力AF信号のピークトウ
ピーク値を示す。

この回路の特性の一例を第２図に示す。

横軸eiは端子１に供給される入力AM信号のレ
ベル、縦軸Ｖは端子１０に現われる出力AF信号
のレベルに比例するAGC直流電圧で、引算回路
８に設けられている不感帯電圧がV₁のときには
特性１１のようになり、入力AM信号eiのレベル
がe₁に達するまでは不感帯電圧V₁にならないか
ら、AGCは動作せず、eiを超える入力AM信号ei
に対してだけAGCが働いてAGC直流電圧Ｖの変
化すなわち出力AF信号のレベルの変化をゆるや
かになるようにする。

ところが、いま、何らかの原因で、不感帯電圧
V₁が変化してV′₁になつてしまつたとすると、
Ｓ／Ｎがまだ充分な値に達していない入力AM信
号のレベルe₁においてすでにAGCが動作してし
まい、特性１３で示したような状態になり、端子
１０の出力AF信号は所望レベルよりも小となり
Ｓ／Ｎも悪い。反対にV″₁のように不感帯電圧が
変つたときにはAGCは入力AM信号eiが過大入力
ei″に達してからようやく動作を始めるから、
AGC直流電圧Ｖのレベルが上りすぎ、これに比
例する端子１０の出力AF信号も大となる。

従つて、AGC回路においては、電源電圧の変
動、温度変化、使用素子のばらつきなどによつて
も動作条件が変らないように構成しなければなら
ない。

さて、近年、電子回路のIC化が進み、AM受信
機などは特にIC化が著しく、AGC回路などはほ
とんどIC化されているのが現状である。

このようにIC化されたAGC回路の一例を第３
図に示す。

なお、この第３図においては第１図の回路と同
一または同等の部分には同じ符号を付してある。

１５，１６は対になつたトランジスタで第２の
差動増幅器１４を構成し、この増幅器１４は第１
図における可変利得手段２と増幅器３の機能を併
せもつもの、１７，１８，１９は第１の差動増幅
器を構成し、この増幅器は第１図の引算回路８に
対応している。２０，２１は平衡用の差動増幅器
を構成するトランジスタで、この回路のAGC動
作とは直接関係がないが、第１と第２の差動増幅
器の直流的なバランスを保ち、安定な動作を行な
わせるためのものである。

２２，２８，３６はAM検波回路４を構成する
エミツタホロワ接続されたトランジスタと抵抗お
よびコンデンサ、２９，３７はローパスフイルタ
５を構成する抵抗とコンデンサ、２７，３５はロ
ーパスフイルタ６を構成する抵抗とコンデンサ
で、その時定数はローパスフイルタ５よりかなり
大きなものとなつている。３３，３４はレベルシ
フタ７を構成するダイオードで、通例シリコンダ
イオードが用いられる。２４，２５，２６はバイ
アス用の抵抗、３１は差動増幅器１４の負荷抵
抗、３０，３２はバイアス電源、３８，３９，４
０は入力と出力の端子１，１０と共にIC化に際
してICピンとなる端子で、端子３８は電源端子
となるものである。

入力端子１に入力AM信号が供給されると差動
増幅器１４の負荷抵抗３１に増幅された信号が現
われ、トランジスタ２２からなる周知のエミツタ
ホロワ型のAM検波器４で検波された出力AF信
号がローパスフイルタ５を介して出力端子１０に
得られる。同時に、検波器４の検波出力中からロ
ーパスフイルタ６を介してAGC用の直流分信号
が取り出され、レベルシフタ７を経て引算回路８
のトランジスタ１８に供給される。

そして、このトランジスタ１８に加えられる
AGC信号が増加すればトランジスタ１８のコレ
クタ電流も増加し、差動増幅器を構成するトラン
ジスタ１７のクレクタ電流を減少させ、このトラ
ンジスタ１７を定電流源とする差動増幅器１４の
利得を減少させてAGC作用を行なう。

このとき、トランジスタ１５，１６からなる差
動増幅器１４の電流の減少は、引算回路８のトラ
ンジスタ１８を定電流源とする差動対トランジス
タ２０，２１の電流増加により相殺され、負荷抵
抗３１に流れる電流も含めて全体の電流の変化を
無くし、直流的に一定のバランスが保たれるよう
に働く。

端子１の入力AM信号のレベルが減少したとき
には反対に、トランジスタ１８に加えられる
AGC信号も減少し、トランジスタ１８のコレク
タ電流が減少してトランジスタ１７のコレクタ電
流を増加させ、差動増幅器１４の利得を上げ、出
力AF信号のレベルが減少するのを打消すように
する。そして、このときでもトランジスタ２０，
２１に流れる電流は差動増幅器１４に流れる電流
と反対に変化し、負荷抵抗３１に流れる電流も含
めて端子３８から供給される全体の直流電流は変
化しないようにバランスが保たれる。

さて、この回路において、端子１に供給される
入力AM信号が零レベルのとき、すなわち無信号
時において、引算回路８のトランジスタ１７のベ
ース電圧がトランジスタ１８のベースにレベルシ
フタ７を介して検波回路４から印加されている電
圧よりV₁だけ高くなるように、各部の定数を定
めておくと、引算回路８に不感帯電圧V₁を設け
たことになり、既に説明した第２図の特性１１を
与えることができる。

しかしながら、同じく既に説明したように、こ
の不感帯電圧V₁の値は種々の要因により変化
し、特に第３図の回路のようにIC化した場合に
はばらつきが著しく、製造時に所望の歩留まりを
確保することが難しい。したがつて、大きなコス
トアツプの原因となつていた。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、IC化が容易で歩留まりが良く、しかも特性
の良好なAGC回路を提供するにある。

この目的を達成するため、本発明は、AM検波
器の入力と出力における直流分のレベル差に応じ
て可変利得回路を制御するようにした点を特徴と
する。

以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。

第４図は本発明の基本的な一実施例のブロツク
図で、第１図と同一もしくは同等の部分には同じ
符号を付してある。

可変利得手段２、増幅器３、AM検波器４、ロ
ーパスフイルタ５，６、レベルシフタ７、引算回
路８は第１図の場合と同じである。

この実施例が第１図のものと異なつている点
は、基準電圧源９を除去し、その代りにAM検波
器４の入力からローパスフイルタ４２により直流
分を抜き出し、レベルシフタ４１を介して引算回
路８の基準電圧入力端に印加するようにしたこと
である。

一般にIC化されたAGC回路においては、可変
利得手段２および増幅器３、それにAM検波器４
は直流的に結合されている。したがつて、ローパ
スフイルタ４２、レベルシフタ４１から取り出さ
れる直流分は可変利得手段２を含む増幅器３の直
流動作状態に応じた電圧となつている。そこで、
端子１の入力AM信号が零のときにレベルシフタ
７と４１を介して引算回路８にそれぞれ印加され
る直流の電圧は、電源電圧の変動、可変利得手段
２を含む増幅器３の直流的な動作状態の変動、引
算回路８の直流動作状態の変動などに対しては全
く同じ変化をし、引算回路８の動作に全く影響を
与えない。

したがつて、引算回路８にレベルシフタ７と４
１を介して印加される直流の電圧はAM検波器４
の検波出力信号中の直流分によつてだけ差を生
じ、これによつてAGCの制御を行なわせること
ができ、引算回路８に設定されている不感帯電圧
V₁が、可変利得手段２、増幅器３、引算回路８
の構成や動作のばらつきにより、或いは電源電圧
の変動などの要因により変化を生ずる恐れはほと
んどなくなるから、常に安定した動作のAGC回
路を容易に構成することができる。

また、引算回路８に対する不感帯電圧V₁の設
定は、引算回路８の内部構成素子によつて行なう
が、レベルシフタ７と４１によつても行なうこと
ができる。

ところで、この不感帯電圧V₁のばらつきは、
AM検波器４に用いられるダイオード、トランジ
スタなどの素子のばらつき、およびレベルシフタ
７，４１のばらつきなどによつて生じるが、この
第４図に示す実施例によれば、これらのばらつき
による変動分は引算回路８の２個の入力に差動的
に加えられるから、レベルシフタ７と４１の構成
をほとんど同じものとしておけば引算回路８によ
つて打消され、実用上問題になるのはAM検波器
４のダイオード、或いはトランジスタによるばら
つきだけとなる。

すなわち、レベルシフタ７，４１にダイオード
の順方向電圧を利用すれば、その絶対値のばらつ
きは±50ｍＶ位にしか収められないが、IC化し
た場合には同一チツプに設けられるので、個々の
ダイオード間でのばらつきの程度を±３ｍＶ以内
に収めることは容易である。また、抵抗を用いて
分割し、引算回路８の入力における直流レベルを
所定値にする場合でも、抵抗による分割比を±３
％以内に収めることはIC技術としては極めて容
易であるから、結局、本実施例によれば、電源電
圧や回路素子のばらつき対しても不感帯電圧V₁
のばらつきを極めて少なくすることができ、所望
の検波出力レベルを保つて必要なＳ／Ｎを有する
AM受信機を容易に実現できる。

第６図は第４図の主要部分の動作波形を示す波
形図である。

入力端子１より入力AM信号が入力され可変利
得増幅器２、増幅器３にて増幅され第６図ａに示
す出力波形を得る。ここで、直流電圧レベルを
Va、入力AM信号の搬送波レベルのゼロ―ピーク
値をΔVaとすると、AM検波器４の出力は第６図
ｂに示す出力波形となる。この結果、ローパスフ
イルタ４２の出力は増幅器３の出力波形を平滑し
て第６図ｃに示す出力波形となりVaの直流電圧
となる。一方、ローパスフイルタ６の出力はAM
検波器４の出力波形を平滑して第６図ｄに示す出
力波形となり（Va＋ΔVa）の直流電圧を得る。
この両者の差電圧（ΔVa）の引算回路８にて得
ることで、正確な（ばらつき等の影響を受けにく
い）AGC電圧を得ることができる。但し、第６
図は、AM検波器４を構成するダイオード又はト
ランジスタ（第５図におけるトランジスタ２２に
相当）による直流電圧変化はないものとしてあ
る。

次に、第５図は、第３図の回路に対応した本発
明の他の実施例で、IC化に対しての考慮が払わ
れているものである。

この第５図の実施例においても、第３図の回路
と同じ部分、或いは同等の部分には同一の符号を
付してある。

この実施例が第３図の回路と異なつているの
は、抵抗４６、コンデンサ４３からなるローパス
フイルタ４２と、ダイオード４４，４５からなる
レベルシフタ４１が設けられ、AM検波器４の入
力から直流分を取り出して第２の差動増幅器１４
のトランジスタ１６のベースに適当なレベルにし
て印加するようになつており、これに応じて抵抗
２５が除かれ、さらに引算回路８のトランジスタ
１７のベースから基準電圧源９が除かれて、代り
に差動増幅器１４のバイアス電源３０にレベルシ
フタ４９を介して接続されており、トランジスタ
１８にも上記レベルシフタ４９に対応してレベル
シフタ５２が付加されている点である。

このレベルシフタ４１，４７，５２を除去し引
算回路８を構成する第１の差動増幅器のトランジ
スタ１７のベースに結合させれば第４図の実施例
と全く同じになる。

しかしながら、この第５図の実施例では、レベ
ルシフタ４１を第２の差動増幅器１４のトランジ
スタ１６に結合させて直流的な負帰還をこの増幅
器１４に施し、AM検波器４の入力の直流電圧を
バイアス電源３０の電圧よりレベルシフタ４１の
シフト電圧だけ高い値に保ち、トランジスタ１７
のベースにはバイアス電源３０の電圧よりレベル
シフタ４９のシフト電圧だけ低い電圧を印加して
ある。また、レベルシフタ４９に対応して、レベ
ルシフタ５２により、トランジスタ１８のベース
電圧を低くしている。

これにより差動増幅器１４のトランジスタ１
５，１６の入力直流オフセツト、バイアス電源３
２の電圧変動、抵抗２６，３１の抵抗比のばらつ
きなどによる変化が負帰還により打消され、AM
検波器４の入力における直流分のレベルは常に一
定に保たれるので、第４図の実施例の場合よりさ
らに安定な動作が期待できる。

このとき、レベルシフタ４１の働きは、トラン
ジスタ１６のベースをコレクタ電圧より低く保
ち、トランジスタ１６が常に動作領域に維持され
るようにするものであり、レベルシフタ４９はト
ランジスタ１７のベース電圧をそのコレクタ電圧
よりも常に低くし、動作領域に維持させると共に
差動増幅器８のトランジスタ１７，１８に適当量
の不感帯電圧を与えるためのもので、レベルシフ
タ５２はレベルシフタ４９に対応して同じだけレ
ベルシフトさせるために付加したものである。

また、トランジスタ２０，２１の機能について
は第３図に関して説明した通りであるが、この実
施例においては、差動増幅器１４に施こされてい
る直流負帰還によりAM検波器４の入力における
直流レベルは常に一定に保たれるから、必ずしも
トランジスタ２０，２１は必要ではない。

しかしながら、トランジスタ２０，２１がない
状態で負帰還を働かせると、トランジスタ１７の
コレクタ電流の変化とは無関係に抵抗３１の電圧
降下が一定に保たれてしまうので、AGC作用に
よりトランジスタ１７の電流が変つたとき、その
電流の変化はすべてトランジスタ１５の電流変化
となつてしまい、AGC動作時には差動増幅器１
４を構成するトランジスタ１５と１６の動作電流
が不平衡状態になつて負荷抵抗３１から取り出さ
れる出力信号の波形は正と負で非対称となり、検
波信号に歪を発生することも考えられる。したが
つて、トランジスタ２０，２１を設けておくほう
が望ましい。

また、この実施例では、AM検波器４の入力に
おける直流電圧は、バイアス電源３０の電圧より
レベルシフタ４１のシフト量だけ高い電圧に保た
れ、そして、引算回路８を構成する第１の差動増
幅器のトランジスタ１８のベース電圧は、AM検
波器４の入力の直流電圧によりトランジスタ２２
のベース・エミツタ間電圧、およびレベルシフタ
７，５２のシフト量だけ低い電圧になる。そこで
レベルシフタ７と４１および４９と５２のシフト
量が同じならば、引算回路８のトランジスタ１７
と１８のベース電圧の差、すなわち不感帯電圧
V₁はAM検波器４のトランジスタ２２のベース・
エミツタ間電圧だけで定まる。

したがつて、不感帯電圧V₁のばらつきはトラ
ンジスタ２２のベース・エミツタ間電圧のばらつ
きだけによつて生じ、電源電圧の変動や他の回路
素子のばらつきによる影響を受けることはほとん
どなくなる。

通常、入力端子１より入力される入力AM信号
のＳ／Ｎに対して、回路系（可変利得増幅２、増
幅器３）が発生するノイズ（Ｎ）は無視できない
値となる。この為、AGC動作が開始する点の入
力AM信号レベル（e₁′、e₁、e₁″）により強電界
の入力AM信号レベル（2e₁″）時の出力AF信号の
Ｓ／Ｎが決定される。この意味では、AGC動作
が開始する入力AM信号レベルは出来るだけ大き
な値の方が良い。ところが、AGC動作が開始す
る入力AM信号レベルが大きな値になるほど出力
AF信号レベルは大となる。これは、AGC回路の
本来の目的であるところの入力AM信号レベルの
増加に対して出力AF信号レベルを所定の値以上
に増加させないという効果を低下させる。この事
は、たとえば本AGC回路の出力端に接続される
次段のパワー増幅器などの入力ダイナミツクレン
ジをオーバーさせて歪みを生じさせるなどの悪影
響を生じさせる。

この為、AGC動作が開始する入力AM信号レベ
ルのばらつきが少ない本回路を用いることによ
り、出力AF信号のＳ／Ｎが良く、かつ歪み等の
問題が生じない効果が得られる。

なお、レベルシフタ７，４１のシフト量がばら
ついても、それによる影響は極めて少なく、これ
により電源電圧の変動、他の回路素子のばらつき
による影響が特に著しくなることはない。

例えば、レベルシフタ４１の一方のダイオード
４５を取り除いた場合、不感帯電圧V₁はトラン
ジスタ２２のベース・エミツタ間電圧にダイオー
ド４４によるシフト量を加えた値となり、ダイオ
ード１個分の順方向電圧のばらつきは増加する
が、電源電圧の変動や他の回路素子のばらつきに
よる影響は受けない。したがつて、この第５図の
実施例によつてもAGC回路による検波出力や、
Ｓ／Ｎのばらつきを極めて少なくすることができ
る。

以上のように、本発明によれば、電源電圧の変
動や回路素子のばらつきの影響をほとんど受けな
いAGC回路を得ることができ、優れた性能のAM
受信機を構成することができ、IC化に際しても
高い歩留まりを保持することができるから、大巾
なコストダウンが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のAGC回路の一例を示すブロツ
ク図、第２図はその動作説明用特性図、第３図は
従来のAGC回路の一例を示す具体的な電気回路
図、第４図は本発明の基本的な一実施例に係る
AGC回路のブロツク図、第５図は本発明の他の
実施例にAGC回路の具体的な電気回路図、第６
図は本発明の説明に供する信号波形図である。 ２……可変利得手段、３……増幅器、４……
AM検波器、５，６，４２……ローパスフイル
タ、７，４１……レベルシフタ、８……引算回
路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ AM信号入力端子と、該入力端子に供給され
   たAM信号をAM検波回路に導くと共に該AM信号
   のレベルを可変するところの可変利得増幅器と、
   上記AM検波回路のAM検波出力から第１の直流
   分を抽出する第１のフイルタと、該フイルタに結
   合され上記第１の直流分のレベル（電圧）をシフ
   トする第１のレベルシフタと、上記AM検波回路
   の入力段側に結合され、AM信号から上記可変利
   得増幅器の直流動作状態に応じた第２の直流分を
   生成抽出する第２のフイルタと、該フイルタに結
   合され上記第２の直流分のレベル（電圧）をシフ
   トする第２のレベルシフタと、上記第１、第２の
   レベルシフタと上記可変利得増幅器に結合され、
   上記第２のレベルシフタの出力レベルを基準電圧
   とし、上記第１、第２のレベルシフタの出力レベ
   ルの差信号を抽出し、該差信号を上記可変利得増
   幅器に供給する引算回路とからなり、上記引算回
   路の差信号でもつて上記可変利得増幅器の利得を
   制御することを特徴とするAGC回路。 ２ 上記可変利得増幅器は上記AM信号入力端子
   に結合された第１の差動トランジスタと上記AM
   検波回路及び上記第２のレベルシフタに結合され
   た第２の差動トランジスタを含む第１の差動増幅
   器からなり、上記引算回路は上記第１の差動増幅
   器の第１、第２の差動トランジスタに結合され、
   その定電流源を構成する第３の差動トランジスタ
   と上記第１のレベルシフタに結合された第４の差
   動トランジスタと上記第３、第４の差動トランジ
   スタに結合され、その定電流源を構成するトラン
   ジスタを含む第２の差動増幅器からなることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載のAGC回
   路。 ３ 上記AM検波回路の入力段の直流電圧が、上
   記第１の差動増幅器の第１の差動トランジスタの
   バイアス電源の電圧より上記第２のレベルシフタ
   のシフト電圧だけ高い値に設定され、上記第２の
   差動増幅器の第３の差動トランジスタのベースに
   は上記バイアス電源電圧が第３のレベルシフタを
   介して印加され該トランジスタのベースが上記バ
   イアス電源の電圧より上記第３のレベルシフタの
   シフト電圧だけ低い電圧に設定され、上記第２の
   差動増幅器の第４の差動トランジスタのベースが
   上記第３のレベルシフタによるレベルシフトに対
   応して低くなるように上記第１のレベルシフタを
   もつて設定されていることを特徴とする特許請求
   の範囲第２項記載のAGC回路。