JPH0431610B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明はFM受信機、特に車載用のFMステ
レオ受信機に内蔵され、電界強度に応じてステレ
オ特性制御や高域周波数成分、低減周波数成分の
除去制御等の復調出力処理を行なうFM復調出力
処理回路に関する。

（従来の技術） 車載用FMステレオ受信機では電界強度が一定
であるとは限らず、電界強度が変化しても常に良
好な音質を保つような工夫が必要である。このた
め、電界強度に応じたレベルを持つFM検波回路
出力を利用し、弱電界から中電界のステレオ特
性、高域特性、低域特性等の音質改善を図るよう
にしている。

第５図は上記のように弱電界から中電界におけ
る音質改善を図るためのFM復調出力処理回路の
従来の構成を示すブロツク図である。

FM中間周波数検波回路（FM−IF検波回路）
６１で得られる電界強度に応じたレベルのシグナ
ルメータ出力はレベル調整回路６２を経由して、
例えば左右の分離及び分離度の制御を行なう分離
制御回路等の復調出力制御回路６３に供給され
る。

レベル調整回路６２には半固定抵抗６４、ダイ
オードもしくはLEDなどからなる定電圧素子６
５、抵抗６６及びコンンデンサ６７からなる時定
数回路が設けられており、定電圧素子６５によつ
てシグナルメータ出力のレベルが一定量シフトさ
れ、かつ半固定抵抗６４によつてシグナルメータ
出力の電界強度に対する勾配が調整されるように
なつている。

いま、FM−IF検波回路６１からのシグナルメ
ータ出力のレベルが電界強度に応じて第６図の特
性Ａのように変化したとする。このとき、レベル
調整回路６２内の定電圧素子６５の値、すなわち
レベルシフト量が例えば2Vに設定されており、
かつ半固定抵抗６４による電界強度に対する勾配
が2V／40dBμに設定されている場合、レベル調
整回路６２の出力は第６図の特性Ｂのようにな
る。またレベル調整回路６２の出力が供給される
分離制御回路としての復調出力制御回路６３のク
ロストーク特性は第６図のＣのようになる。

第７図は第６図からレベル調整回路６２の出力
制御信号のレベルとクロストークとの関係を抜き
出して示した特性図である。このようなクロスト
ーク特性を持つことにより、弱電界から中電界で
は左右の分離度が電界強度に比例して制御される
ことになり、常にノイズが抑制された最良の音質
を得ることができる。また、復調出力制御回路６
３として分離制御回路の代わりに高域周波数成分
除去制御回路や低域周波数成分除去制御回路を設
けることにより、そのときの電界強度に応じて高
域、低域周波数成分の除去制御を行なうことがで
きる。

ところで、復調出力制御回路６３の動作範囲
（第６図中のＤ）はFM受信機の仕向地に対応し
て柔軟に変更する必要がある。しかしながら、従
来のFM復調出力制御回路では定電圧素子６５の
電圧値が固定されており、レベルシフト量が飛
び々の値にしか設定できないため、動作範囲も飛
び々の値にしか設定できない。例えば定電圧素子
６５として１個のダイオードを用いたならばレベ
ルシフト量は0.7V程度となり、２個のダイオー
ドを直列接続して用いるならば1.4V程度となり、
LEDを用いるならば1.7V〜2V程度となる。この
結果、従来では復調出力制御回路の動作範囲を仕
向地に対応して柔軟に変更することができないと
いう欠点がある。

（発明が解決しようとする問題点） このように従来では復調出力制御回路の動作範
囲を連続的に変更することができないという問題
がある。

この発明は上記のような事情を考慮してなされ
たものであり、その目的は、復調出力制御回路の
動作範囲を連続的に変更することができ、仕向地
に柔軟に対応することができるFM復調出力処理
回路を提供することにある。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明のFM復調出力処理回路は、FM中間
周波信号のレベルを検出するFMレベル検波回路
と、上記FMレベル検波回路で検出された信号の
電界強度に応じた勾配を制御する勾配制御手段及
び上記FMレベル検波回路で検出された信号のレ
ベルを一定量シフトするシフト量が可変のレベル
シフト手段からなるレベル調整回路と、上記FM
レベル検波回路で検出された信号を上記レベル調
整回路からの出力レベルに応じて処理する復調出
力制御回路とから構成されている。

（作用） この発明のFM復調出力処理回路では、レベル
調整回路にFMレベル検波回路で検出された信号
のレベルを一定量シフトするシフト量が可変のレ
ベルシフト手段を設けることによつて復調出力制
御回路の動作範囲が連続的に変化できるようにし
ている。

（実施例） 以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説
明する。第１図はこの発明に係る復調出力制御回
路の構成を示すブロツク図である。

１１は電界強度に応じたレベルのシグナルメー
タ出力を得るFM中間周波数検波回路（FM−IF
検波回路）であり、ここで得られたシグナルメー
タ出力はレベル調整回路１２を経由して復調出力
制御回路１３に供給される。この復調出力制御回
路１３は復調されたコンポジツト信号が供給され
ており、上記レベル調整回路１２から出力される
制御信号に基づいてステレオ特性制御や高域周波
数成分、低域周波数成分の除去制御等の復調出力
処理を行なう。

上記レベル調整回路１２には半固定抵抗１４、
可変定電圧回路１５、抵抗１６及びコンデンサ１
７からなる時定数回路が設けられており、可変定
電圧回路１５によつてシグナルメータ出力のレベ
ルが一定量シフトされ、かつ半固定抵抗１４によ
つてシグナルメータ出力の電界強度に対する勾配
が調整されるようになつている。

いま、FM−IF検波回路１１からのシグナルメ
ータ出力のレベルが電界強度に応じて第２図中の
特性Ａのように変化したとする。このとき、レベ
ル調整回路１２内の可変定電圧回路１５の値、す
なわちレベルシフト量を例えば1Vに設定し、か
つ半固定抵抗１４による電界強度に対する勾配を
2V／50dBμに設定した場合、レベル調整回路１
２の出力は第２図中のＢ１の特性になる。このと
き、例えば復調出力制御回路１３が分離度制御回
路である場合にそのクロストーク特性は第２図中
のＣ１になる。また、可変定電圧回路１５のレベ
ルシフト量を2V、3V、4V、5Vそれぞれ設定し、
かつ半固定抵抗１４による電界強度に対する勾配
を2V／40dBμ、2V／30dBμ、2V／20dBμ、2V／
10dBμそれぞれに設定した場合、レベル調整回路
１２の出力は第２図中のＢ２ないしＢ５の特性に
なる。また、このときのクロストーク特性は第２
図中のＣ２ないしＣ５になる。また、可変定電圧
回路１５におけるレベルシフト量は連続的に変化
させることができるので、復調出力制御回路１３
の動作範囲も連続的に変えることができる。この
結果、FM受信機の仕向地に対応して分離特性制
御や高域周波数成分、低域周波数成分の除去制御
等の復調出力処理の動作範囲の柔軟な変更が実現
できる。

第３図は上記実施例回路における可変定電圧回
路１５の具体的な構成の一例を示す回路図であ
る。電源電圧Vccには定電流源２１の一端が接続
されており、この定電流源２１の他端にはNPN
トランジスタ２２のベース及びダイオード２３の
アノードが接続されている。上記ダイオード２３
のカソードにはベースに前記FM−IF検波回路１
１からのシグナルメータ出力が供給されるPNP
トランジスタ２４のエミツタが接続されており、
このトランジスタ２４のコレクタはアースに接続
されている。また、上記トランジスタ２２のエミ
ツタは抵抗２５の一端に、コレクタはPNPトラ
ンジスタ２６のコレクタにそれぞれ接続されてい
る。

上記トランジスタ２６のベースはそのコレクタ
と接続されており、さらにもう１個のPNPトラ
ンジスタ２７のベースと共通接続されている。そ
して、上記両トランジスタ２６，２７のエミツタ
とVccとの間には抵抗２８，２９それぞれが接続
されている。すなわち、上記両トランジスタ２
６，２７と抵抗２８，２９はカレントミラー回路
３０を構成しており、このカレントミラー回路３
０は上記トランジスタ２２のコレクタ電流に比例
した電流をトランジスタ２７のコレクタ側から出
力する。また、上記トランジスタ２７のコレクタ
とアースとの間には抵抗３１が接続されており、
この抵抗３１における降下電圧が制御信号として
前記復調出力制御回路１３に供給される。

一方、Vccには定電流源３２の一端が接続され
ている。この定電流源３２の他端にはダイオード
３３のアノードが接続されており、このダイオー
ド３３のカソードとアースとの間にはには可変抵
抗３４が接続されている。また、上記ダイオード
３３のアノードにはNPNトランジスタ３５のベ
ースが接続されている。このトランジスタ３５の
エミツタはもう１個のNPNトランジスタ３６の
エミツタに共通接続されており、両トランジスタ
３５，３６は差動対３７を構成している。そして
この差動対３７の共通エミツタとアースとの間に
は定電流源３８が接続されている。さらに、上記
両トランジスタ３５，３６のコレクタとVccとの
間には２個のPNPトランジスタ３９，４０及び
抵抗４１，４２とから構成された電流負荷として
のカレントミラー回路４３が接続されている。そ
して、上記トランジスタ３６のコレクタには
NPNトランジスタ４４のベースが接続されてお
り、このトランジスタ４４のエミツタは上記トラ
ンジスタ３６のベースに、コレクタはVccにそれ
ぞれ接続されている。また、上記トランジスタ４
４のエミツタとアースとの間には定電流源４５が
接続されている。そして、前記抵抗２５の他端は
トランジスタ３６のベースに接続されている。

ここで、上記差動対３７、カレントミラー回路
４３、NPNトランジスタ４４及び定電流源４５
はトランジスタ３５のベース電圧をゲイン１で増
幅するバツフア増幅器を構成しており、上記ダイ
オード３３のアノード電圧を増幅して前記抵抗２
５の他端に供給する。

このような構成の可変定電圧回路では、可変抵
抗３４の値と定電流源３２の電流値に応じた電圧
に、ダイオード３３の順方向降下電圧を加えた電
圧がダイオード３３のアノードに現われ、これと
同値の電圧がトランジスタ３６のベースに現われ
る。そして、いま可変抵抗３４の値を０に設定す
ればトランジスタ３６のベース電圧はダイオード
３３の順方向降下電圧となる。この値を例えば
0.7Vとする。

他方、トランジスタ２４のベースに供給された
シグナルメータ出力電圧は、このトランジスタ２
４、ダイオード２３及びトランジスタ２２を介し
てトランジスタ２２のエミツタ側に現われる。従
つて、この電圧はシグナルメータ出力電圧にPN
接合１個分の順方向降下電圧を加えた電圧であ
り、シグナルメータ出力電圧が0Vのときにはト
ランジスタ２２のエミツタ電圧も0.7Vである。
この状態でシグナルメータ出力電圧が上昇する
と、トランジスタ２２のエミツタ電圧も上昇し、
抵抗２５に電流が流れ始める。この電流はトラン
ジスタ２２のエミツタ電流となるため、これとほ
ぼ同値のコレクタ電流がカレントミラー回路３０
に入力される。このときカレントミラー回路３０
の出力電流が抵抗３１に流れるため、この抵抗３
１には電圧降下が発生する。このときシグナルメ
ータ出力電圧と制御出力電圧とのゲインが１とな
るように各回路定数を設定しておけば、シグナル
メータ出力電圧と制御出力電圧とは比例する。こ
の状態で可変抵抗３４の値を増加することによつ
てトランジスタ３６のベース電圧が上昇し、この
上昇した電圧分だけ制御信号の電圧値がシフトさ
れることになる。そして、このような構成の可変
定電圧回路を使用することによつて、全体をIC
化した場合に外付け部品として用意するものは前
記半固定抵抗１４と可変抵抗３４及びその他のコ
ンデンサ等であり、そのほとんどの回路をIC内
に集積することが可能である。このため、部品点
数が少なくなり、コストの削減も実現できる。

第４図はこの発明を実際のFM受信機用ICに適
用した応用例の構成を示すブロツク図である。
FM−IF検波回路５１から出力されるシグナルメ
ータ出力は、前記第１図に示すレベル調整回路１
２と同様に構成されたスライデイング回路５２に
供給される。このスライデイング回路５２でレベ
ル調整が行われた出力はそれぞれ前記復調出力制
御回路１３の一種である低域周波数除去制御回路
（LCC）５３、高域周波数除去制御回路（HCC）
５４及び分離制御回路５５に並列に供給される。
上記分離制御回路５５は分離度制御回路（SPC）
５６とＲ、Ｌ信号復調用のマルチプレクサ
（MPX）５７とから構成されている。LCC５３
及びHCC５４はそれぞれ、そのときの電界強度
に応じてコンポジツト信号の低域周波数除去及び
高域周波数除去を行なうものであり、周波数除去
制御が施されたコンポジツト信号はマルチプレク
サ５７に供給される。一方、分離度制御回路５６
は通常、ブレンダーと称されており、図示しない
周波数デバイダから供給される38KHzのスイツチ
ング信号の位相をスライデイング回路５２の出力
レベルに基づいて調整する。これによりマルチプ
レクサ５７からは、そのときの電界強度に応じた
分離度を持つＲ、Ｌ信号が出力される。

なお、この発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく種々の変形が可能であることはいうまで
もない。例えばレベル調整回路１２内に設けられ
る可変定電圧回路１５として第３図に示すような
構成のものを使用する場合について説明したが、
これはレベルシフト量が連続的に変化できるよう
なものであればどのような構成のものであつても
かまわない。

また上記実施例において、レベル調整回路１２
ではFM−IF検波回路１１からのシグナルメータ
出力を半固定抵抗１４を介して可変定電圧回路１
５に供給する場合について説明したが、これはま
ず可変定電圧回路１５によつてレベルシフトした
後に半固定抵抗１４に供給するように構成しても
よい。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、復調出
力制御回路の動作範囲を連続的に変更することが
でき、仕向地に柔軟に対応することができるFM
復調出力処理回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る復調出力制御回路の一
実施例の構成を示すブロツク図、第２図は上記実
施例回路の特性図、第３図は上記実施例回路の一
部の具体的構成を示す回路図、第４図はこの発明
を実際のFM受信機用ICに適用した応用例の構成
を示すブロツク図、第５図は従来回路の構成を示
すブロツク図、第６図及び第７図はそれぞれ上記
従来回路の特性図である。 １１……FM中間周波数検波回路（FM−IF検
波回路）、１２……レベル調整回路、１３……復
調出力制御回路、１４……半固定抵抗、１５……
可変定電圧回路、１６……抵抗、１７……コンデ
ンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ FM中間周波信号のレベルを検出するFMレ
   ベル検波回路と、上記FMレベル検波回路で検出
   された信号の電界強度に応じた勾配を制御する勾
   配制御手段及び上記FMレベル検波回路で検出さ
   れた信号のレベルを一定量シフトするシフト量が
   可変のレベルシフト手段からなるレベル調整回路
   と、上記FMレベル検波回路で検出された信号を
   上記レベル調整回路からの出力レベルに応じて処
   理する復調出力制御回路とを具備したことを特徴
   とするFM復調出力処理回路。 ２ 前記復調出力制御回路がステレオ復調信号の
   分離度を制御する分離度制御回路である特許請求
   の範囲第１項に記載のFM復調出力処理回路。 ３ 前記復調出力制御回路が復調信号の高域周波
   数成分を除去する高域周波数除去制御回路である
   特許請求の範囲第１項に記載のFM復調出力処理
   回路。 ４ 前記復調出力制御回路が復調信号の低域周波
   数成分を除去する低域周波数除去制御回路である
   特許請求の範囲第１項に記載のFM復調出力処理
   回路。 ５ 前記レベルシフト手段は、可変抵抗と、上記
   可変抵抗に一定電流を供給する第１の定電流源
   と、上記可変抵抗における降下電圧を増幅するバ
   ツフア増幅器と、前記FMレベル検波回路で検出
   された信号がベースに供給される第１極性の第１
   のトランジスタと、上記第１のトランジスタに一
   定のエミツタ電流を供給する第２の定電流源と、
   ベースが上記第１のトランジスタのエミツタに結
   合された第２極性の第２のトランジスタと、一端
   が上記第２のトランジスタのエミツタに接続さ
   れ、他端に上記バツフア増幅器の出力が供給され
   る第１の抵抗素子と、上記第２のトランジスタの
   エミツタ電流に対応した値の電流が供給される第
   ２の抵抗素子とを備え、上記第２の抵抗素子にお
   ける降下電圧を前記復調出力制御回路に出力する
   ように構成されている特許請求の範囲第１項に記
   載のFM復調出力処理回路。