JPS6260649B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電磁流量計の改良に関する。矩形波
励磁方式の電磁流量計では、残留磁気励磁を用
い、励磁の周期を秒単位まで長くして励磁電力を
低減することが提案されている。かかる従来の矩
形波励磁方式の電磁流量計では、電磁誘導で電極
に誘起する電圧を励磁の半周期毎に所定のタイミ
ングで瞬時値をサンプルホールドして計測するこ
とが考えられるが、サンプリングする瞬時以外の
間の流量変化を計測できない欠点があり、励磁電
力を低減するために励磁周期を長くする程、計測
誤差が大きくなる欠点が生じる。又、励磁電力を
低減するためには励磁の磁束密度も比較的小さく
する必要があり、有効な誘起電圧は数μＶオーダ
となり、高利得の増幅器を要するばかりでなく、
電極が液体に接しているため生じる電気化学的障
害電圧を除くためと、前述の励磁周期を長くする
傾向からも低い周波数まで増幅できる多段交流増
幅器が用いられ、結合コンデンサに容量の大きな
電解コンデンサを使用しなければならず、性能の
良いコンデンサが得られない欠点があつた。

この発明は上記にかんがみ低消費電力に適した
精度の良い電磁流量計を提案するのが目的であ
る。

すなわち、この発明の電磁流量計は２つの磁束
密度で交互に励磁される導管と、この導管に設け
た電極に発生する電磁誘導電圧を増幅する直流増
幅装置と、前記磁束密度が定常状態をとる所定時
間前記直流増幅装置の出力を積分して積分値に対
応したパルス数に変換するパルス数変換装置と、
前前記パルス数変換装置の作動を制御するととも
に前記２つの磁束密度値を作る励磁回路を制御す
るタイミング回路と、前記パルス数変換装置の出
力を受ける出力回路を備えたことを特徴とする。

次に図面の実施例に基づいて説明する。第１図
に回路の基本構成を、第２図にそのタイミングを
示す。励磁回路４と励磁コイル３により電磁流量
計の導管１には第２図―イのように二つの磁束密
度をとる磁界が加えられ、電極２ａ―２ｂ間には
第２図ロに示すような起電力が発生する。この起
電力は流量に比例した誘導電圧と電気化学的障害
電圧の和から成立つている。この障害電圧を補償
して誘導電圧のみを取り出すために、タイミング
回路７からのパルスＧ５によりスイツチＳ５が一
定の短い期間ONすると直流差動増幅器１４、ス
イツチＳ５、補償回路１５の帰還ループが閉とな
り、補償回路１５は差動増幅器１４の出力ｅ１が
零になるような補償値を差動増幅器１４の帰還点
に印加する。スイツチＳ５がOFFとなると補償
回路１５はホールド状態となり差動増幅器１４の
入力電圧が変化しない限り出力ｅ１は零を保持す
る。差動増幅器１４、補償回路１５とスイツチＳ
５は直流増幅器５を構成する。この直後、励磁磁
界が第２の値を取ると、障害電圧は励磁の半周期
内では充分安定と考えられるため、出力ｅ１の変
化は流量に比例した有効電圧のみとなり、障害電
圧は除去される。またこの補償回路により直流差
動増幅器自身のオフセツトも同時に補償される。
励磁の第１の半周期においてタイミング回路７か
らのパルスＧ１によりスイツチＳ１が一定期間
ONすると、積分回路１１の出力ｅ２は出力ｅ１
と逆極性の値に積分される。次にスイツチＳ１の
ON期間が終了しタイミング回路７が短いタイミ
ングパルスＰ１を出力すると、制御回路１３はコ
ンパレータ１２の出力ｅ３の極性とタイミングパ
ルスＰ１の組合せに基づいて、スイツチＳ２，Ｓ
３からＳ２を選択してONするためのパルスＧ２
を出す。

この結果スイツチＳ２はスイツチＳ１がONし
た期間の積分値から零に向つて積分するような基
準電圧Ｅ１を積分器の入力に接続する。出力ｅ２
が零となつてコンパレータ１２が反転するとスイ
ツチＳ２はOFFされ積分の半周期を終る。一方
タイミング回路７は一定周波数のクロツクパルス
CPを常にアツプダウンカウンタ９のクロツク入
力に接続されたゲート２２に送り、スイツチＳ２
又はＳ３がONしている期間のみカウンター９が
このクロツクパルスをカウントする。次に励磁が
切換り第２の半周期となり、タイミング回路７か
らのパルスＧ１により再びスイツチＳ１が一定期
間ONされると、入力電圧ｅ１の極性にしたがつ
て前回と同様に積分器が働らき、積分終了後タイ
ミング回路７より短いタイミングパルスＰ２が出
力される。制御回路１３はこのパルスＰ２とコン
パレータ１２の出力ｅ３の極性の組合せに基づい
て、スイツチＳ２，Ｓ３からＳ３を選択しONす
るためのパルスＧ３を出して第１の半周期と同様
に積分値をカウントして１つの周期を終了する。
積分回路１１は零から入力電圧ｅ１を一定期間積
分した後、その出力ｅ１と逆極性の一定な基準電
圧Ｅ１又はＥ２を出力ｅ２が零になるまで積分す
るため、スイツチＳ２又はＳ３がONする期間は
出力ｅ２の最終値、つまり入力電圧ｅ１の平均値
に比例する。したがつてスイツチＳ２，Ｓ３が
ONとなる期間クロツクパルスCPをカウントする
事は、流量に比例した値をパルス数に変換する事
になる。この間の各部のタイミングは第２図のｅ
１，ｅ２，ｅ３，Ｐ１，Ｐ２，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３
に示す。第２図のタイミングは流体の流れ方向が
正方向の場合で、逆流した場合のタイミングを第
３図に示す。パルスＰ１，Ｐ２，Ｇ１は励磁のタ
イミングイに同期したもので、流れ方向によつて
変ることはないが、電極の出力ロ及び直流増幅器
の出力ｅ１は第２図の場合に比し逆の極性とな
る。このため逆流した場合は出力ｅ２，ｅ３の極
性は励磁のタイミングに対して逆極性となり、制
御回路１３によつて選択されるスイツチＳ２，Ｓ
３も第２図と第３図では逆になる。したがつて励
磁に同期したタイミングパルスＰ１，Ｐ２と流れ
方向によつてタイミングの変るパルスＧ２，Ｇ３
に組合せから正逆判定回路８により流れ方向を判
別する事ができる。

正逆判定回路８は正方向の流れに対して出力Ｇ
４をＨレベルとし、アツプダウンカウンタ９をア
ツプカウントに、また逆流に対して出力Ｇ４をＬ
レベルとしてアツプダウンカウンタ９をダウンカ
ウントさせることができる。記号６はパルス数変
換装置を示す。

このように流体が逆流した場合にも逆流分を正
確に減算していくことができ、総積算値を受ける
出力回路として作動するコード変換器１０でコー
ドに変換して伝送すれば図示されてない受信側で
正逆両方向の瞬間流量に変換する事もできる。ま
たコードに変換することなく、出力回路として積
算値表示器を付けて、一般の積算表示の電磁流量
計とする事もできる。

コンパレータ１２において、出力ｅ３を抵抗Ｒ
１６，Ｒ１５で分圧して非反転入力に帰還してい
るのは、スイツチＳ２又はＳ３がOFFした後、
スイツチＳ１が再びONされるまで出力ｅ２が零
であるので出力ｅ３が不安定になるのを防ぐた
め、コンパレータ１２に多少のヒステリレスを持
たせるためのものである。またスイツチＳ１が
OFFした後に一度コンパレータ１２の出力ｅ３
を受けると、再びスイツチＳ１がOFFするまで
出力ｅ３を受けつけないようにしてもよい。直流
増幅装置５の具体例を第４図に示す。直流差動増
幅器１４は演算増幅器１６，１７，１８と抵抗Ｒ
２〜Ｒ８等から成り、補償回路１５は演算増幅器
１９とコンデンサＣ２、抵抗Ｒ９の積分器から成
る。スイツチＳ５がONすると抵抗Ｒ９とコンデ
ンサＣ２の時定数で電圧ｅ１を積分し、抵抗Ｒ１
０を通じて演算増幅器１６の反転入力に電圧ｅ１
と逆の極性の補償電圧を印加する。演算増幅器１
６の出力は演算増幅器１８と抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ
７，Ｒ８から成る差動増幅器の反転入力に加わる
ため、電圧ｅ１の値が零になるまで補償回路は積
分を続ける。この補償に必要な電圧ｅ０はコンデ
ンサＣ２の両端に貯えられるため、スイツチＳ５
がOFFした後は、補償回路１５はホールド回路
となり電圧ｅ１の値を零に保ちつづける。スイツ
チＳ５がOFFした後、励磁磁束の変化に比例し
た起電力の変化分のみが増幅器の出力に発生す
る。

第５図は他の実施例で、障害電圧によつて飽和
しない程度のゲインを持つ直流差動増幅器２０を
電極２ａ，２ｂに直接接続して、その出力を反転
増幅器に接続し、その出力に第４図と同様な補償
回路１５をスイツチＳ５を介して接続し、その出
力ｅ０を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧して増幅器２
１の非反転入力に加えたものである。以上２具体
例において補償回路１５は入出力の極性が反転す
る回路であるため、直流差動増幅器１４が補償回
路１５からの帰還信号に対して非反転増幅器とな
るように構成すれば、上記回路に限らない。

上述の説明で明らかなように、この発明では次
の効果が得られる。従来のサンプリング方式では
流量変化に対する誤差が大きいが、この発明では
スイツチＳ５がONする期間や励磁切換によるス
パイクノイズが安定するまでの一部の期間を除く
大部分の期間、流量信号を積分するため、励磁の
半周期中の流量変化も含めた高精度の流量測定が
できる。交流増幅器では超低周波の増幅が困難で
あるが、第４，５図のような障害電圧補償方式が
可能となり、低周波の矩形波を正確に増幅でき
る。交流増幅器で矩形波を増幅すると出力波形が
時定数に応じて変形されるが、この発明では補償
回路１５をホールド回路として障害電圧を除去で
きるため出力波形が変形される事もなく、補償回
路１５の時定数Ｃ２，Ｒ９も比較的小さな値でよ
い。第１図のような構成により、矩形波励磁によ
る出力電圧から流量信号をサンプリングする機能
と電圧信号をパルス数に変換する機能が同時に達
成できる。このため比較的消費電力の大きいアナ
ログ演算増幅器は積分回路１１とコンパレータ１
２の２個のみで構成でき、他はＣ―MOSICによ
り低消費電力化が容易なデイジタル回路で構成で
きる。パルス数変換を入力信号を半周期間の大部
分を積分する方式で行なうため、パルス状ノイズ
が混入した場合でも全体に対する影響は微小とな
り、また直流増幅器自身の出すホワイトノイズも
平均化して近似的に影響が零となる。デジタルで
構成された正逆判定回路８を追加するだけで、逆
流した流量を正確に減算した積算値が得られる。
又、広い流量範囲を高精度で計測できる積算型の
電磁流量計を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の電磁流量計の基本回路構成
を示す。第２図と第３図はタイミングチヤート、
第４図は直流増幅回路装置の具体例を示す回路
図、第５図は他の具体例を示す回路図である。 １……導管、２ａ，２ｂ……電極、５……直流
増幅装置、６……パルス数変換装置、７……タイ
ミング回路、８……正逆判定回路、９……積算回
路、１０……出力回路（コード変換器）、１１…
…積分回路、１２……コンパレータ、１３……制
御回路、１４……直流差動増幅器、１５……補償
回路、Ｅ１……正の基準電源、Ｅ２……負の基準
電源。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ２つの磁束密度で交互に励磁される導管と、
   この導管に設けた電極に発生する電磁誘導電圧を
   増幅する直流増幅装置と、前記磁束密度が定常状
   態をとる所定時間前記直流増幅装置の出力を積分
   して積分値に対応したパルス数に変換するパルス
   数変換装置と、前記パルス数変換装置の作動を制
   御するとともに前記２つの磁束密度値を作る励磁
   回路を制御するタイミング回路と、前記パルス数
   変換装置の出力を受ける出力回路を備え、パルス
   数変換装置が正負２つの基準電源と、前記２つの
   基準電源のどちらか一方と前記直流増幅装置の出
   力を交互に積分する積分回路と、この積分回路の
   出力電圧の正負を判断するコンパレータ、コンパ
   レータとタイミング回路の出力により前記２つの
   基準電源の一方を選択する制御回路と、制御回路
   からの信号によりクロツクを積算するアツプ・ダ
   ウンカウンタと、タイミング回路と制御回路の出
   力状態により電磁流量計に流れる流体の正逆を判
   別する正逆判定回路を持つた、正逆測定可能な電
   磁流量計。