JPS6259553B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電源電圧の所望の位相に点弧パル
スを発生する点弧位相制御装置に係り、特にデイ
ジタル制御に好適な点弧位相制御装置に関する。

〔従来の技術〕

静止レオナード装置で直流電動機を制御する場
合のように、交流電源電圧を基準としてサイリス
タの点弧位相制御により印加電圧を制御する装置
が数多くの分野において用いられている。ところ
で、このような装置では交流電源電圧を基準とし
て位相制御指令に応じた位相でサイリスタに点弧
パルスを発生する点弧位相制御装置が必要とな
る。

従来、点弧位相制御装置はアナログ回路で構成
していたが、最近においては制御系のデイジタル
化にともないデイジタル構成とすることも試みら
れている。

ところで、点弧位相制御装置をデイジタル構成
とした場合の点弧位相制御方法としては次の３つ
の方法が知られている。第１の方法は交流電源電
圧に同期した時点毎にカウンタに位相制御指令を
設定し、その後クロツクパルスを計数してカウン
タのオーバーフローパルスにより点弧パルスを発
生させるものである。第２の方法は位相制御指令
を設定したレジスタの内容と一定周波数のクロツ
クパルスを計数するカウンタの内容とをデイジタ
ル比較器で比較し、両者が一致したときに点弧パ
ルスを発生する方法である。また、第３の方法は
マイクロプロセツサなどのデイジタル演算処理回
路のソフトウエアでカウンタ機能を持たせ点弧パ
ルスを発生する方法である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第１の方法は主としてカウンタで構成できるの
で構成が簡単であるという利点がある反面、交流
電源電圧の所定周期内に１回しか位相制御指令を
変更できないので高速な応答ができない。第２の
方法はレジスタの内容を適宜変更することにより
高速な応答が可能となる利点は有するが、第１の
方法に対して構成が複雑になるのを免れない。ま
た、第３の方法はデイジタル演算処理回路の処理
時間のほとんどの時間が点弧パルスの発生時期を
確認するために用いられることになり、デイジタ
ル演算処理回路の本来の機能を発揮できなくなる
し、点弧パルスの発生のためにだけ用いるのでは
高価となる。

本発明の目的は簡単な構成により高速応答が可
能な点弧位相制御装置を提供するにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は一定周波数のクロツクパルスを計数す
るカウンタを、交流電源電圧の所定周期を一周期
とするその一周期毎にリセツトする。デイジタル
演算回路は交流電源電圧の所定周期と関係ない規
定周期で位相制御指令を演算により求め、位相制
御指令に応じた値をカウンタにプリセツトする。
カウンタへのプリセツトは、一周期の開始時点後
の最初の位相制御指令設定時にはその時点のカウ
ンタの計数値に位相制御指令を加算して行い、ま
た一周期内で最初の位相制御指令設定後に位相制
御指令が変更された際には変更前の位相制御指令
と変更後の位相制御指令の偏差値を求めて位相制
御指令変更時点のカウンタの計数値に偏差値を加
算あるいは減算して行う。

〔作用〕

カウンタのプリセツト値を変更するだけで高速
応答が可能になり、また、ダイジタル演算回路は
規定周期で位相制御指令を演算すればよく、他の
演算処理も実行できる。したがつて、簡単な構成
で高速応答の制御を成し得る。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図は直流電動機の速度制御装置に本発明を
適用した実施例を示す。

第１図において、サイリスタS₁〜S₄は単相ブリ
ツジ接続されサイリスタ変換器を構成する。交流
電源５から供給される交流電圧はサイリスタ変換
器で直流電圧に変換され直流電動機６に印加され
る。直流電動機６には速度発電機７が機械的に直
結されている。速度発電機７で検出した速度検出
値ｖ_fはＡ−Ｄ変換器８でデイジタル信号に変換
されデイジタル演算回路２に入力される。デイジ
タル演算回路２には速度指令発生回路１から速度
指令信号ｖ_cも与えられる。デイジタル演算回路
２は速度信号ｖ_cとｖ_fからサイリスタS₁〜S₄を点
弧すべき位相を演算により求め、位相制御指令
（位相制御信号）βを点弧パルス制御回路３に与
える。点弧パルス制御回路３は交流電源５の電圧
位相を基準にして位相制御信号βに応じた位相で
サイリスタS₁〜S₄を点弧するための点弧パルスＳ
_1g〜Ｓ_4gを発生する。これらの点弧パルスＳ_1g〜
Ｓ_4gはパルス増幅器４によつて増幅されサイリス
タS₁〜S₄のゲートに加えられる。

第２図に点弧パルス制御回路３の一例詳細構成
を示す。なお、第２図にはデイジタル演算回路２
と交流電源５も図示している。

第２図において、アツプダウンカウンタ９の入
力端子DINにはデイジタル演算回路２からの位相
制御信号βが入力される。また、カウンタPRの
プリセツト端子PRにはデイジタル演算回路２か
ら位相制御信号βをセツトするタイミングを決定
するストローブ信号SPRを加えられる。デイジタ
ル演算回路２は後述する規定周期毎に位相制御信
号βを演算しカウンタ９に加えた直後毎にストロ
ーブ信号SPRを発生する。パルス発生回路１０は
一定周波数のクロツクパルスを発生しカウンタ９
のクロツク端子CLに加える。同期信号発生回路
１１は交流電源５の交流電圧ｅ_sを入力し、電圧
ｅ_sに同期した同期信号ｈと電圧ｅ_sが零となる毎
にリセツト信号ｒを発生する。同期信号ｈは電圧
ｅ_sの正期間に“１”レベルとなり負期間に
“０”レベルとなるもので、インバータ回路１２
とアンド回路１３に入力される。また、リセツト
信号ｒはカウンタ９のリセツト端子Ｒとフリツプ
フロツプ１５のリセツト端子Ｒに加えられる。フ
リツプフロツプ１５はセツト端子Ｓにストローブ
信号SPRを加えられ、出力端子Ｑから発生する出
力信号ｆをデイジタル演算回路２に与える。カウ
ンタ９の計数値は出力端子DOUTからデイジタ
ル演算回路２に取込まれる。カウンタ９は計数値
が設定値（オーバーフロー値）になるとオーバー
フロー端子OPからオーバーフローパルスｐを発
生する。パルス信号ｐはアンド回路１３と１４の
一方の入力となる。アンド回路１３はパルス信号
ｐと同期信号ｈの論理積をとり点弧パルスＳ_1g，
Ｓ_4gを発生する。また、アンド回路１４はパルス
信号ｐとインバータ回路１２の出力信号（同期信
号ｈの反転信号）の論理積をとり点弧パルスＳ_2
ｇ，Ｓ_3gを発生する。

次に、動作を第３図に示すタイムチヤートを用
いて説明する。

まず、直流電動機６を速度制御について説明す
る。

デイジタル演算回路１は速度制御のサンプリン
グ周期（１〜3ms）毎に速度指令信号ｖ_cと速度
検出信号ｖ_fを取込み位相制御信号βを演算し点
弧パルス制御回路３に加える。位相制御信号βは
速度信号ｖ_cとｖ_fの偏差によつて決定される。点
弧パルス制御回路３は位相制御信号βに応じた点
弧位相αで点弧パルスＳ_1g〜Ｓ_4gを発生する。交
流発電源電圧ｅ_sの正期間のときに点弧パルスＳ_1
ｇ，Ｓ_4gを発生してサイリスタS₁，S₄を点弧制御
し、また負期間のときに点弧パルスＳ_2g，Ｓ_3gを
発生してサイリスタS₂，S₃を点弧制御する。この
ような動作により直流電動機６はその速度ｖ_fが
速度指令信号ｖ_cと一致するように制御される。
このような動作は良く知られているので詳細説明
を省略する。

さて、以上のようにして直流電動機６の速度制
御を行う際にデイジタル演算回路２と点弧パルス
制御回路３は次のような動作を行う。以下、その
動作を詳細に説明する。

まず、パルス発生回路１０の出力するクロツク
パルスの周波数を_eとすると、２進カウンタ９
のビツト数Ｎ、交流電源電圧ｅ_sの1/2周期T₀の間
に次式の関係がある。

_e・T₀＝２^N ……(1) カウンタ９は周期信号発生回路１１が出力する
リセツト信号ｒによつて周期T₀毎にリセツトさ
れる。位相制御信号βが零の場合には出力端子
DOUTの計数値は第３図のDOUTに破線で示す
ように変化する。この場合には周期T₀の最後の
時点でオーバーフローパルスｐを生じることにな
る。なお、第３図にはこの場合に発生するパルス
信号ｐを図示していない。

さて、デイジタル演算回路２は速度制御の制御
周期（1ms〜3ms）T₁毎に速度信号ｖ_cとｖ_fを取
込み位相制御信号βを演算により求めカウンタ９
の入力端子DINに加える。制御周期T₁は通常交流
電源電圧ｅ_sの1/2周期T₀よりはるかに小さくなつ
ている。デイジタル演算回路２は位相制御信号β
の演算終了直後（１μｓ〜２μｓ後）にストロー
ブ信号SPRを発生しカウンタ９のプリセツト端子
PRに加える。ストローブ信号SPRは制御周期T₁
毎にカウンタ９に与えられることになる。カウン
タ９はストローブ信号SPRを与えられた時に入力
端子DINに加えられている位相制御信号βをプリ
セツトされる。

さて、交流電源電圧ｅ_sの周期T₀とデイジタル
演算回路２の制御周期T₁とは無関係である。本
発明の理解を容易にするため、第３図では電圧ｅ
_sが零となつた時点のときにデイジタル演算回路
２が位相制御信号β_０を演算しカウンタ９のプリ
セツト端子PRにストローブ信号SPRが与えられ
たとする。カウンタ９には第３図のDOUTに示
すように位相制御信号β_０がプリセツトされる。
カウンタ９は位相制御信号β_０を初期値としてパ
ルス発生回路１０の発生するクロツクパルスを計
数する。カウンタ９の計数値は第３図のDOUT
に示すように増加する。周期T₀の間に位相制御
信号β_０に変更がなければ、カウンタ９は次式で
求まる位相角αでオーバーフローパルスｐを発生
する。

α＝（１−β_０／２^Ｎ）×180 ……(2) 今、ｂ時点において、デイジタル演算回路２が
位相制御信号をβ_０からβ_１に変更したとする。
ｂ時点においてフリツプフロツプ１５はａ時点の
直後に発生するストローブ信号SPRによつてセツ
ト状態にあり、その出力信号ｆが“１”レベルに
ある。フリツプフロツプ１５の出力信号ｆの状態
は一周期T₀においてカウンタ９に位相制御信号
βをプリセツトするのが最初（１回目）か２回目
以降かを示している。最初のプリセツトのときに
はリセツト信号ｒによつてリセツト状態にあるの
で信号ｆが“０”レベルであり、２回目以降のと
きには信号ｆが“１”レベルになる。ｂ時点では
信号ｆが“１”レベルであり位相制御信号βの２
回目以降のプリセツトであることを意味してい
る。デイジタル演算回路２は信号ｆが“１”レベ
ルのときに位相制御信号βを変更するときにはま
ず、ｂ時点のカウンタ９の計数値γ_１取込み、次
に位相制御信号の偏差値Δβ_１（＝β_１−β_０）
を求めてγ_１＋Δβ_１をカウンタ９の入力端子
DINに加えｂ時点の直後に発生するストローブ信
号SPRによつてカウンタ９にγ_１＋Δβ_１をプリ
セツトする。カウンタ９はｂ時点でγ_１＋Δβ_１
をプリセツトされた後にクロツクパルスの計数を
実行し、その計数値は第３図のDOUTに示すよ
うに増加する。デイジタル演算回路２がｃ時点で
位相制御信号βをβ_１からβ_２に変更した場合に
も同様に、ｃ時点のカウンタ９の計数値γ_２に偏
差値Δβ_２（＝β_２−β_１）を加算した値をカウ
ンタ９にプリセツトする。ここで、本実施例では
カウンタ９がオーバーフロータイプであり、位相
制御信号βを大きくするということは点弧位相角
（制御遅れ角）αを小さくすることになる。さ
て、カウンタ９はｃ時点でγ_１＋Δβ_２をプリセ
ツトされた後にクロツクパルスを計数しオーバー
フロー値になるとオーバーフロー端子OPからオ
ーバーフローパルスｐを発生する。オーバーフロ
ーパルスｐを発生した時点の位相α_１は次式で表
わされる。

α_１＝（１−β_２／２^N）×180 ……(3) オーバーフローパルスｐはアンド回路１３，１
４に入力される。この時、電圧ｅ_sが正半波であ
り、同期信号ｈは“１”レベルになつている。し
たがつて、アンド回路１３からサイリスタS₁，S₄
に点弧パルスＳ_1g，Ｓ_4gが加えられる。サイリス
タS₁，S₄は点弧位相α_１でオンすることになる。

カウンタ９はオーバーフローすると計数値が零
となり、これからまたパルス発生回路１０のクロ
ツクパルスを計数する。一周期T₀内でオーバー
フローパルスｐを発生した後のカウンタ９の動作
はサイリスタS₁〜S₄の制御には何ら関係しない
が、第３図には位相制御信号βがβ_２より小さく
なつた場合のカウンタ９の動きを示している。位
相制御信号がβ_２より小さくなると、位相制御信
号変更時点の計数値から位相制御信号の減少分を
差し引いた値をカウンタ９にプリセツトすること
になる。

さて、以上のようにして点弧パルスＳ_1g，Ｓ_4g
を発生した後、交流電源電圧ｅ_sの正半波が零に
なり負半波になると同期信号発生回路１１はリセ
ツト信号ｒを発生すると共に同期信号ｈを“０”
レベルにする。リセツト信号ｒによつてカウンタ
９とフリツプフロツプ１５がリセツトされる。フ
リツプフロツプ１５の出力信号ｆは“０”レベル
となる。カウンタ９はリセツトにより計数値が零
となり、パルス発生回路１０の発生するクロツク
パルスを計数する。交流電源電圧ｅ_sが正から負
になつたときデイジタル演算回路２はある位相制
御信号をカウンタ９の入力端子DINに加えている
が、ストローブ信号がないのでカウンタ９にプリ
セツトされることはない。デイジタル演算回路２
は制御周期T₁の経過によつてｄ時点で位相制御
信号β_１を演算し、その直後にストローブ信号
SPRを発生する。ストローブ信号SPRを発生する
直前にはフリツプフロツプ１５の出力信号ｆは
“０”レベルになつている。デイジタル演算回路
２は信号ｆが“０”レベルであるので一周期の最
初の位相制御信号βの設定であると判断し位相制
御信号β_１をカウンタ９の入力端子に与える。そ
して、ストローブ信号によつて位相制御信号β_１
がカウンタにプリセツトされる。ｄ時点は一周期
T₀の最初の設定であり、カウンタ９の計数値に
位相制御信号β_１を加算することになる。なお、
ｄ時点の位相制御信号β_１とｂ時点の位相制御信
号は同じβ_１になつているが、これは特に関係な
く、電圧e₀の正期間の一周期における最初の設定
がβ_０としたのでβ_１としただけである。さて、
ｄ時点で位相制御信号β_１をプリセツトされた後
にクロツクパルスを計数する。その後、デイジタ
ル演算回路２がｅ時点で位相制御信号をβ_１から
Δβ_３だけ大きくしたとする。ｅ時点ではフリツ
プフロツプ１５の出力信号ｆは“１”レベルにな
つている。デイジタル演算回路２は一周期におけ
る２回目以降の変更であり、ｅ時点の計数値γ_３
に偏差分Δβ_３の加算値をカウンタ９にプリセツ
トする。カウンタ９へのプリセツトはｅ時点直後
にデイジタル演算回路２の発生するストローブ信
号SPRによつて行われる。その後、カウンタ９の
計数値が増加しオーバーフロー値になるとオーバ
ーフローパルスｐを発生する。このとき、同期信
号ｈは“０”レベルになつているのでアンド回路
１４からサイリスタS₂，S₃に点弧パルスＳ_2g，Ｓ
_3gが加えられる。この場合の点弧位相αは位相制
御信号β_１＋Δβ_３に相当する値になる。

デイジタル演算回路２と点弧パルス制御回路３
は以上のようにして点弧パルスを発生するのであ
るが、交流電源電圧の所定の一周期T₀の間に位
相制御信号が変更になつてもカウンタ９の計数値
を変化させるだけで高速応答が可能になり簡単な
構成で行うことができる。また、デイジタル演算
回路２は規定周期T₁毎に位相制御指令を演算す
ればよく、他の演算処理も行うことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は簡単な構成で高
速応答が可能となり、また、デイジタル演算手段
は位相制御指令の演算だけでなく他の演算処理も
行うことができる。

なお、上述の実施例はサイリスタ変換器が単相
ブリツジ接続したものであるが、３相ブリツジ接
続したものなどであつても同期信号の電気角が異
なるのみで同様に行えるものであるのは勿論であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図における要部構成の一例を示す構成
図、第３図は第２図の動作を説明するためのタイ
ムチヤートである。 ２……デイジタメ演算回路、３……点弧パルス
制御回路、９……カウンタ、１０……パルス発生
回路、１１……同期信号発生回路、１２……イン
バータ回路、１３，１４……アンド回路、１５…
…フリツプフロツプ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 一定周波数のクロツクパルスを発生するクロ
   ツクパルス発生手段と、前記クロツクパルスを計
   数するカウンタと、該カウンタが所定値だけ計数
   したときに点弧パルスを発生する点弧パルス発生
   手段と、交流電源電圧の所定周期を一周期とする
   その一周期に同期した同期信号を発生し、前記一
   周期の開始時点毎に前記カウンタをリセツトする
   同期信号発生手段と、前記交流電源電圧の所定周
   期より短かい規定周期で位相制御指令を演算によ
   り求め前記カウンタにプリセツトするものであつ
   て、前記一周期の開始時点後の最初の位相制御指
   令設定時にはその時点の前記カウンタの計数値に
   位相制御指令を加算して前記カウンタにプリセツ
   トし、前記一周期内で最初の位相制御指令設定後
   に前記位相制御指令が変更された際には変更前の
   位相制御指令と変更後の位相制御指令の偏差値を
   求めて位相制御指令変更時点の前記カウンタの計
   数値に前記偏差値を加算あるいは減算して前記カ
   ウンタにプリセツトするデイジタル演算手段とを
   具備した点弧位相制御装置。