JPS6259432A - Ｆｄｍ／ｔｄｍ相互変換方式 - Google Patents
Ｆｄｍ／ｔｄｍ相互変換方式Info
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- JPS6259432A JPS6259432A JP60198596A JP19859685A JPS6259432A JP S6259432 A JPS6259432 A JP S6259432A JP 60198596 A JP60198596 A JP 60198596A JP 19859685 A JP19859685 A JP 19859685A JP S6259432 A JPS6259432 A JP S6259432A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J4/00—Combined time-division and frequency-division multiplex systems
- H04J4/005—Transmultiplexing
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は衛星あるいは地上無線通信システムの再生中継
方式に適用される変復調装置のＦＤＶＴＤＭ相互変換方
式に関する。
方式に適用される変復調装置のＦＤＶＴＤＭ相互変換方
式に関する。
ディジタル通信の進歩により、従来の周波数分割多重（
ＦＤＭ）化されたアナログ変調信号系と９時分割多重（
ＴＤＭ）化されたディジタル信号系とを相互に接続する
ＦＤＭ／ＴＤＭ相互変換器（トランスマルチプレクサ）
の必要性が高まっている。又、衛星通信に於ては、従来
のＳＣＰＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ ｐｅｒ
Ｃａｒｒｉｅｒ）信号と最近のＴＤＭＡ信号との相互接
続を行うために。
ＦＤＭ）化されたアナログ変調信号系と９時分割多重（
ＴＤＭ）化されたディジタル信号系とを相互に接続する
ＦＤＭ／ＴＤＭ相互変換器（トランスマルチプレクサ）
の必要性が高まっている。又、衛星通信に於ては、従来
のＳＣＰＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ ｐｅｒ
Ｃａｒｒｉｅｒ）信号と最近のＴＤＭＡ信号との相互接
続を行うために。
衛星上でＦＤＭ／ＴＤＭ変換を行う一括変復調装置の必
要性が高まりつつある。更には、移動、あるいは事業用
通信の進展に伴い、データ伝送速度も多様化するので、
搭載用グループ変復調装置には性能のみならず９機能の
柔軟性が要求される。
要性が高まりつつある。更には、移動、あるいは事業用
通信の進展に伴い、データ伝送速度も多様化するので、
搭載用グループ変復調装置には性能のみならず９機能の
柔軟性が要求される。
従来のＦＤＭ／ＴＤＭ相互変換方式としては、第４図に
示すＦＦＴ −ＦＩＬＴＥＲ法と、第５図に示すように
。
示すＦＦＴ −ＦＩＬＴＥＲ法と、第５図に示すように
。
５ＡＷ（表面弾性波）素子を用いるチャープＺ変換法と
が主として用いられてきた。第４図に於て。
が主として用いられてきた。第４図に於て。
（、）はＦＤＭからＴＤＭへの変換器、（ｂ）はＴＤＭ
からＦＤＭへの変換器であり、３はタイミング発生器、
４，５はミキサ、６は局部発振器、７はπ／２移相器。
からＦＤＭへの変換器であり、３はタイミング発生器、
４，５はミキサ、６は局部発振器、７はπ／２移相器。
１０．１１はい変換器、３１はＳ Ｐ （ｓｅｒｉａｌ
ｔ。
ｔ。
ｐａｒａｌｌｅｌ ）変換器、３２１〜３２ＮはＮ個の
ディジタルフィルタ、３３はＮ点ＦＦＴ回路である。但
しＮは総チャネル数である。同様に３３′はＮ点適ＦＦ
Ｔ、３１’はＰ／Ｓ変換器、３２１’〜３２Ｎ′ はデ
ィジタルフィルタ３２１〜３２Ｎと整合したディジタル
フィルタ群である。このように構成されたトランスマル
チプレクサの動作については９文献” ＴＤＭ −ＦＤ
Ｍ Ｔｒａｎｓｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ：Ｄｉｇｉｔａ
ｌ Ｐｏ１ｙｐｈａｓｅａｎｄ ＦＦＴ” 、 ＴＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ、Ｖｏｌ−Ｃｏｍ−２２，Ｎα９ 、５
ｅｐｔ。
ディジタルフィルタ、３３はＮ点ＦＦＴ回路である。但
しＮは総チャネル数である。同様に３３′はＮ点適ＦＦ
Ｔ、３１’はＰ／Ｓ変換器、３２１’〜３２Ｎ′ はデ
ィジタルフィルタ３２１〜３２Ｎと整合したディジタル
フィルタ群である。このように構成されたトランスマル
チプレクサの動作については９文献” ＴＤＭ −ＦＤ
Ｍ Ｔｒａｎｓｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ：Ｄｉｇｉｔａ
ｌ Ｐｏ１ｙｐｈａｓｅａｎｄ ＦＦＴ” 、 ＴＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ、Ｖｏｌ−Ｃｏｍ−２２，Ｎα９ 、５
ｅｐｔ。
１９７４に詳述されている。
第５図の回路はチャー７″Ｚ変換の原理に基づくもので
あり、（ａ）はＦＤＭからＴＤＭへの変換器、（ｂ）は
ＴＤＭからＦＤＭへの変換器である。これ等の図におい
て４１はチャープフィルタ、４２はチャープ信号発生器
、４３はノぞルス発生器、４０５，４１２．４１３はミ
キサ、４０６は局部発振器、４１１は低域ろ波器である
。このチャー７Ｚ変換法に基づくトランスマルチプレク
サの動作については１文献”Ｒｅａｌ Ｔｉｍｅ Ｎｅ
ｔｗｏｒｋ Ａｎａｌｙｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ
５ｕｒｆａｃｅＡｃｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ Ｃｈｉ
ｒｐ Ｆｉｌｔｅｒｓ”＋ １９７５Ｕｌ ｔｒａｓｏ
ｎ４ｃｓＳｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｐｒｅｃｅｅｄｉｎｇｓ
、ＩＥＥＥＣａｔ ７５ ＣＨＯ９９４−４ＳＵに詳述
されている。
あり、（ａ）はＦＤＭからＴＤＭへの変換器、（ｂ）は
ＴＤＭからＦＤＭへの変換器である。これ等の図におい
て４１はチャープフィルタ、４２はチャープ信号発生器
、４３はノぞルス発生器、４０５，４１２．４１３はミ
キサ、４０６は局部発振器、４１１は低域ろ波器である
。このチャー７Ｚ変換法に基づくトランスマルチプレク
サの動作については１文献”Ｒｅａｌ Ｔｉｍｅ Ｎｅ
ｔｗｏｒｋ Ａｎａｌｙｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ
５ｕｒｆａｃｅＡｃｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ Ｃｈｉ
ｒｐ Ｆｉｌｔｅｒｓ”＋ １９７５Ｕｌ ｔｒａｓｏ
ｎ４ｃｓＳｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｐｒｅｃｅｅｄｉｎｇｓ
、ＩＥＥＥＣａｔ ７５ ＣＨＯ９９４−４ＳＵに詳述
されている。
第６図及び第７図は、第５図の回路におけるそれぞれ正
常動作および誤動作の状態を説明するためのタイムチャ
ートを示す。このチャートにおいて、縦軸は２周波数軸
であり、横軸は時間軸である。いま、ノクルス発生器４
３から周期Ｔのインパルス列が発生し、これがチャープ
信号発生器４２に入力すると、チャープ発生器４２の出
力側には。
常動作および誤動作の状態を説明するためのタイムチャ
ートを示す。このチャートにおいて、縦軸は２周波数軸
であり、横軸は時間軸である。いま、ノクルス発生器４
３から周期Ｔのインパルス列が発生し、これがチャープ
信号発生器４２に入力すると、チャープ発生器４２の出
力側には。
第６図（ｂ）に示すくシ返し信号が得られる。入力ＦＤ
Ｍ信号は乗算器４１２においてチャープ信号と乗算され
、第６図（ｃ）に示すようにチャープ変調される。チャ
ープ信号は時と共に周波数が下がるようなＦＭ信号であ
る。それに対しチャープフィルタ４１は、チャープ信号
発生器４２に整合し９周波数が高い程大きな群遅延特性
をもづている。そのために、第６図（ｄ）に示すように
、チャープフィルタ４１からは各ＦＤＭチャネル毎に時
間的に分離された信号系列が得られる。この場合の各信
号の波形は。
Ｍ信号は乗算器４１２においてチャープ信号と乗算され
、第６図（ｃ）に示すようにチャープ変調される。チャ
ープ信号は時と共に周波数が下がるようなＦＭ信号であ
る。それに対しチャープフィルタ４１は、チャープ信号
発生器４２に整合し９周波数が高い程大きな群遅延特性
をもづている。そのために、第６図（ｄ）に示すように
、チャープフィルタ４１からは各ＦＤＭチャネル毎に時
間的に分離された信号系列が得られる。この場合の各信
号の波形は。
となシ、犬略１／Ｆ′の幅はパルスとなる。ここで。
μはチャージ率、Ｆは総局波数掃引幅である。時間Ｔの
間にＮチャネルの信号パルスを得るためには、・クルス
幅はＴ／Ｎより小さくなくてはならないから。
間にＮチャネルの信号パルスを得るためには、・クルス
幅はＴ／Ｎより小さくなくてはならないから。
Ｆ≧Ｎ−Ｒ゛・・・（２）
μ＝πＦＲ≧πＮＲ２・・・（３）
でなくてはならない。但し、Ｒは信号のボー速度であり
。
。
Ｒ＝ １／Ｔ ・・・（４）で
ある。
ある。
従来、チャープフィルタ及びチャープ信号発生器として
は、 ＳＡＷ （弾性表面波）素子が用いられてきた。
は、 ＳＡＷ （弾性表面波）素子が用いられてきた。
しかしながら、 ＳＡＷ素子では、実現可能な遅延時間
に限りがあり、従って低速、即ち狭帯域の信号に対して
は、 ＦＤＭ／ＴＤＭ変換を実現することは困難である
。又、チャープ信号発生器４２とチャープフィルタ４１
の整合に歪があると、第７図（ば）に示すように、チャ
ネル間の時間分離がくずれて、相互に干渉を生じる。そ
のためＳＡＷ素子の特性の温度変動や長期変動のだめ、
特性が劣化する恐れがある。特に、トランスマルチプレ
クサは。
に限りがあり、従って低速、即ち狭帯域の信号に対して
は、 ＦＤＭ／ＴＤＭ変換を実現することは困難である
。又、チャープ信号発生器４２とチャープフィルタ４１
の整合に歪があると、第７図（ば）に示すように、チャ
ネル間の時間分離がくずれて、相互に干渉を生じる。そ
のためＳＡＷ素子の特性の温度変動や長期変動のだめ、
特性が劣化する恐れがある。特に、トランスマルチプレ
クサは。
多数の信号を一括して処理するものであるから。
特別高い安定度が要求される。又、事業用通信に於ては
、複数のデータ速度に対し動作することが要求されるが
、 ＳＡＷ素子を用いる方法では、それに必要な柔軟性
を実現することは困難である。これに対して第４図に示
すＦＦＴ／Ｆ Ｉ ＬＴＥＲ法は全ディジタル回路構成
であり、特性は極めて安定であり。
、複数のデータ速度に対し動作することが要求されるが
、 ＳＡＷ素子を用いる方法では、それに必要な柔軟性
を実現することは困難である。これに対して第４図に示
すＦＦＴ／Ｆ Ｉ ＬＴＥＲ法は全ディジタル回路構成
であり、特性は極めて安定であり。
従来トランスマルチプレクサとして広く用いられてきた
。しかしながら、この方法は、チャネル数Ｎに対して、
Ｎ点ＦＦＴ 、 Ｎ個のディジタルサブフィルタを必要
とし５回路規模がチャネル数Ｎに比例して大きくなると
いう欠点があった。
。しかしながら、この方法は、チャネル数Ｎに対して、
Ｎ点ＦＦＴ 、 Ｎ個のディジタルサブフィルタを必要
とし５回路規模がチャネル数Ｎに比例して大きくなると
いう欠点があった。
本発明によるＦＤＭ／ＴＤＭ相互変換方式は１周波数分
割多重信号から時分割多重信号への変換側に。
割多重信号から時分割多重信号への変換側に。
入力信号を基底帯域に複素信号化して周波数変換する複
素周波数変換回路と、該複素周波数変換回路の実部と虚
部とからなる２系列信号出力をそれぞれディジタル化す
る第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、所要総チャネル数
より大きい最小の平方数（Ｍ２）に対し、ディジタルチ
ャープフィルタの原理に基いて動作するＭ個のディジタ
ルサブフィルタからなる第１のチャープ信号発生器と、
前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力と前記第１の
チャープ信号発生器の出力とを乗算する第１の複素乗算
器と、該第１の複素乗算器の出力を受けて前記第１のチ
ャープ信号発生器に整合したたたみ込み積分を行うだめ
に、前記所要総チャネル数より大きい景小の平方数（Ｍ
）に対し、ディジタルチャープフィルタの原理に基いて
動作するＭ個のディジタルサブフィルタからなる第１の
チャープフィルタと、該第１のチャープフィルタの出力
と前記第１のチャープ信号発生器の出力とを乗算する第
２の複素乗算器と、該第２の複素乗算器から得られる２
系列の信号出力をそれぞれアナログ化する第１および第
２のＤ／Ａ変換器とにより構成されたＦＤＭ −ＴＤＭ
変換器を備え１時分割多重信号から周波数分割多重信号
への変換側に２時分割に２系列化されたアナログ入力信
号をそれぞれディジタル化する第３および第４のＡ／Ｄ
変換器と、前記第１のチャープ信号発生器と同じに構成
された第２のチャープ信号発生器と、前記第３および第
４のＡ／Ｄ変換器の出力と前記第２のチャープ信号発生
器の出力とを乗算する第３の複素乗算器と、該第３の複
素乗算器の出力を受けて前記第２のチャープ信号発生器
に整合したただみ込み積分を行うだめに、前記第１のチ
ャープフィルタと同じ“に構成された第２のチャープフ
ィルタと、該第２のチャープフィルタの出力と前記第２
のチャープ信号発生器の出力とを乗算する第４の複素乗
算器と、該第４の複素乗算器から得られる２系列の信号
出力をそれぞれアナログ化する第３および第４の韓変換
器と、これ等第３および第４のＤ／Ａ変換器からそれぞ
れ得られる２系列の信号を周波数変換する複素周波数変
換回路とにより構成されたＴＤＭ −ＦＤＭ変換器を備
えたことを特徴とする。
素周波数変換回路と、該複素周波数変換回路の実部と虚
部とからなる２系列信号出力をそれぞれディジタル化す
る第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、所要総チャネル数
より大きい最小の平方数（Ｍ２）に対し、ディジタルチ
ャープフィルタの原理に基いて動作するＭ個のディジタ
ルサブフィルタからなる第１のチャープ信号発生器と、
前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力と前記第１の
チャープ信号発生器の出力とを乗算する第１の複素乗算
器と、該第１の複素乗算器の出力を受けて前記第１のチ
ャープ信号発生器に整合したたたみ込み積分を行うだめ
に、前記所要総チャネル数より大きい景小の平方数（Ｍ
）に対し、ディジタルチャープフィルタの原理に基いて
動作するＭ個のディジタルサブフィルタからなる第１の
チャープフィルタと、該第１のチャープフィルタの出力
と前記第１のチャープ信号発生器の出力とを乗算する第
２の複素乗算器と、該第２の複素乗算器から得られる２
系列の信号出力をそれぞれアナログ化する第１および第
２のＤ／Ａ変換器とにより構成されたＦＤＭ −ＴＤＭ
変換器を備え１時分割多重信号から周波数分割多重信号
への変換側に２時分割に２系列化されたアナログ入力信
号をそれぞれディジタル化する第３および第４のＡ／Ｄ
変換器と、前記第１のチャープ信号発生器と同じに構成
された第２のチャープ信号発生器と、前記第３および第
４のＡ／Ｄ変換器の出力と前記第２のチャープ信号発生
器の出力とを乗算する第３の複素乗算器と、該第３の複
素乗算器の出力を受けて前記第２のチャープ信号発生器
に整合したただみ込み積分を行うだめに、前記第１のチ
ャープフィルタと同じ“に構成された第２のチャープフ
ィルタと、該第２のチャープフィルタの出力と前記第２
のチャープ信号発生器の出力とを乗算する第４の複素乗
算器と、該第４の複素乗算器から得られる２系列の信号
出力をそれぞれアナログ化する第３および第４の韓変換
器と、これ等第３および第４のＤ／Ａ変換器からそれぞ
れ得られる２系列の信号を周波数変換する複素周波数変
換回路とにより構成されたＴＤＭ −ＦＤＭ変換器を備
えたことを特徴とする。
本発明は２本質的にはチャープフィルタのディノタル回
路構成によって決まる。今、入力ＦＤＭ信号が周波数間
隔ΔｆでＦＤＭされたＮ個の周波数多重信号であるとす
る。又Ｎを平方数であるとすれば。
路構成によって決まる。今、入力ＦＤＭ信号が周波数間
隔ΔｆでＦＤＭされたＮ個の周波数多重信号であるとす
る。又Ｎを平方数であるとすれば。
Ｎ＝Ｍ２ ・・・（５）で表わ
される。但しＭ、は整数。もしもＮが平方数でない時に
は。
される。但しＭ、は整数。もしもＮが平方数でない時に
は。
Ｍ＝〔へ〕＋１ ・・・（６）とおく。但
し、括弧内は整数部分を示す。これによって生じる標本
化周波数の増加度は、Ｎが大きいと相対的に小さくなる
。今。
し、括弧内は整数部分を示す。これによって生じる標本
化周波数の増加度は、Ｎが大きいと相対的に小さくなる
。今。
Ｆ＝Ｎ・Δｆ＝Ｍ２Δｆ ・・・（７）と
なる周波数帯域幅の信号を複素標本化するために必要な
標本化周波数はＦ（Ｈｚ）でよい。この時。
なる周波数帯域幅の信号を複素標本化するために必要な
標本化周波数はＦ（Ｈｚ）でよい。この時。
ディジタルチャープフィルタのインパルス応答は。
となる。ここで、チャープ率を式（３）の最小値。
μ＝π・Ｎ（Δｆ）２ ・・・
（９）とすると。
（９）とすると。
となる。これをＭ個のサブフィルタに分割すると。
となる。但し。
となり、ｙｒ＝ｒ個のディジタルタンク群で構成するこ
とができる。ここで、 ｍ ＝ ０．１．２．・・・１
Ｍ−１である。
とができる。ここで、 ｍ ＝ ０．１．２．・・・１
Ｍ−１である。
又、第６，７図で示すようにチャープ信号発生器のイン
パルス応答は、単にチャープフィルタを示す００式の逆
特性を持つだけでなく有限長の応答を持つことが本質的
である。即ち、チャープ信号発生のインパルス応答は。
パルス応答は、単にチャープフィルタを示す００式の逆
特性を持つだけでなく有限長の応答を持つことが本質的
である。即ち、チャープ信号発生のインパルス応答は。
となる。但し。
となる。但し、□ は複素共役を示す。
この様にディノタル回路を構成すれば、正確に有限長の
イン／４’ルス応答を有するチャープ信号発生器が得ら
れる。なお、ここで注目すべきことは。
イン／４’ルス応答を有するチャープ信号発生器が得ら
れる。なお、ここで注目すべきことは。
ディジタルチャープフィルタの回路規模が総チャネル数
Ｎの平方根に比例して大きくなるということである。従
って、Ｎが大きくなっても２回路規模はそれほど大きく
ならない。
Ｎの平方根に比例して大きくなるということである。従
って、Ｎが大きくなっても２回路規模はそれほど大きく
ならない。
次に９本発明によるＦＤＭ／ＴＤＭ相互変換方式につい
て実施例を示して説明する。
て実施例を示して説明する。
第１図（、）および（ｂ）は９本発明による実施例のそ
れぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およびＴＤＭ −ＦＤＭ
変換器の構成をブロック図によシ示す。まず９図（ａ）
のＦＤＭ −ＴＤＭ変換器において、１はディジタルチ
ャープフィルタ、２はディジタルチャープ信号発生器、
３はタイミング発生器、４，５はミキサ、６は局部発振
器、７はπｌ移相器、８．９は低域ろ波器。
れぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およびＴＤＭ −ＦＤＭ
変換器の構成をブロック図によシ示す。まず９図（ａ）
のＦＤＭ −ＴＤＭ変換器において、１はディジタルチ
ャープフィルタ、２はディジタルチャープ信号発生器、
３はタイミング発生器、４，５はミキサ、６は局部発振
器、７はπｌ移相器、８．９は低域ろ波器。
１０．１１はＡ／Ｄ変換器、１２．１３は複素乗算器、
１４．１５はＤ／Ａ変換器である。まだ２図〜）ノＴＤ
Ｍ −ＦＤＭ変換器ニオいテ、 １０’ 、 １１’は
Ｄ／Ａ変換器、 １４’ 、 １５’はＡ／Ｄ変換器、
１６はＩＦ’信号合成器であり、その他の機能はそれぞ
れ記号にダラシ−を付して示すごとく図（、）の機能と
逆方向に動作する。上記の変換器の動作は、第６図のチ
ャートに示すものと基本的には変わらない。
１４．１５はＤ／Ａ変換器である。まだ２図〜）ノＴＤ
Ｍ −ＦＤＭ変換器ニオいテ、 １０’ 、 １１’は
Ｄ／Ａ変換器、 １４’ 、 １５’はＡ／Ｄ変換器、
１６はＩＦ’信号合成器であり、その他の機能はそれぞ
れ記号にダラシ−を付して示すごとく図（、）の機能と
逆方向に動作する。上記の変換器の動作は、第６図のチ
ャートに示すものと基本的には変わらない。
第２図は、第１図の実施例におけるチャープフィルタの
構成を示す。この図において、２１０〜２１ｍ〜２１
（Ｍ−１）はＭ個のサブフィルタでちり。
構成を示す。この図において、２１０〜２１ｍ〜２１
（Ｍ−１）はＭ個のサブフィルタでちり。
各サブフィルタの内容は式α埠、又はαＱに従って図に
示す如く構成される。２２１は加算器、２２２は複素定
数乗算器、２２３はＭ段バッファメモリ。
示す如く構成される。２２１は加算器、２２２は複素定
数乗算器、２２３はＭ段バッファメモリ。
２２４はＭ段バッファメモＩＪ 、 ２２５は加算器で
ある。２３０〜２３ｍ〜２３（Ｍ−１）は各々ｏ−ｍ〜
（Ｍ−１） 個のサンプル遅延器であり、２４はＭ入
力加算器である。なお、第２図において、サブフィルタ
を破線のごとく接続するとチャープ信号発生器となる。
ある。２３０〜２３ｍ〜２３（Ｍ−１）は各々ｏ−ｍ〜
（Ｍ−１） 個のサンプル遅延器であり、２４はＭ入
力加算器である。なお、第２図において、サブフィルタ
を破線のごとく接続するとチャープ信号発生器となる。
第３図（ａ）および（ｂ）は、第２図におけるそれぞれ
複素定数乗算器及びＭ入力加算器の構成を示すブロック
図である。図のごとき構成によって。
複素定数乗算器及びＭ入力加算器の構成を示すブロック
図である。図のごとき構成によって。
なる複素定数演算をするものとする。なお、αカ式のα
、βは定数である。図（ａ）において、２２２−１ 。
、βは定数である。図（ａ）において、２２２−１ 。
２２２−４は定数α乗算器、２２２−２．２２２−３は
定数β乗算器、２２２−５．２２２−６は加算器である
。これらの定数乗算回路はＲＯＭで構成できるので、簡
単、かつ高速動作が可能である。又９Ｍ入力加算器は第
３図（ｂ）に示すように一般にＭ個以下の加算器２４−
１〜２４−７により構成できる。
定数β乗算器、２２２−５．２２２−６は加算器である
。これらの定数乗算回路はＲＯＭで構成できるので、簡
単、かつ高速動作が可能である。又９Ｍ入力加算器は第
３図（ｂ）に示すように一般にＭ個以下の加算器２４−
１〜２４−７により構成できる。
なお９図（ｂ）は、Ｍｉ８の場合を示す。
上述の如く９本発明に用いるチャープフィルタは、全体
的に）Ｊ？イブライン構造であり、高速動作が可能であ
る。帰還ループを有するのは、第２図に示すサブフィル
タ（ディジタルタンク）２１０〜２１ｍ〜２１（Ｍ−１
）のみであるが、この場合もメモリバッファ２２３のバ
ッファ動作により容易に高速動作が可能になる。文具る
データ速度のシステムに対しても単なるＲＯＭの切り換
え及びサンプル周波数の変更で対応することができる。
的に）Ｊ？イブライン構造であり、高速動作が可能であ
る。帰還ループを有するのは、第２図に示すサブフィル
タ（ディジタルタンク）２１０〜２１ｍ〜２１（Ｍ−１
）のみであるが、この場合もメモリバッファ２２３のバ
ッファ動作により容易に高速動作が可能になる。文具る
データ速度のシステムに対しても単なるＲＯＭの切り換
え及びサンプル周波数の変更で対応することができる。
以上の説明により明らかなように９本発明によれば、チ
ャネル数Ｎの平方根に比例して回路規模が増大するので
、小型化が得られることは勿論。
ャネル数Ｎの平方根に比例して回路規模が増大するので
、小型化が得られることは勿論。
変換機能のディジタル化により特性に対する安定性の向
上と種々のデータ速度に対する対応が容易となり、業務
用、移動用等に多様化する地上無線や両層通信の再生中
継システムに適用してその得られる効果は太きい。
上と種々のデータ速度に対する対応が容易となり、業務
用、移動用等に多様化する地上無線や両層通信の再生中
継システムに適用してその得られる効果は太きい。
第１図（ａ）および（ｂ）は１本発明による実施例のそ
れぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およびＴＤＭ −ＦＤＭ
変換器の構成を示すブロック図、第２図は、第１図の実
施例におけるチャープフィルタ、またはチャープ信号発
生器の構成を示すブロック図、第３図（、）および（ｂ
）は、第２図におけるそれぞれ複素定数乗算器およびＭ
入力加算器の構成を示すブロック図。 第４図（、）および（ｂ）は、従来のＦＦＴ −ＦＩＬ
ＴＥＲ法を用いたそれぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およ
びＴＤＭ −ＦＤＭ変換器の構成を示すブロック図、第
５図（、）および（ｂ）は、従来のチャープ２変換法を
用いたそれぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およびＴＤＭ
−ＦＤＭ変換器の構成を示すブロック図、第６図は、第
５図（、）におけるＦＤＭ −ＴＤＭ 変換器の動作を
説明するだめのタイムチャート、第７図は、第５図（ａ
）におけるＦＤＭ−ＴＤＭ変換器の整合歪によって隣接
干渉の生ずる状態を説明するだめのタイムチャートであ
る。 図において＋ １１１’はチャープフィルタ、 ２．２
’はチャープ信号発生器、 ３．３’はタイミング発生
器。 ４．４’、５．５’はミキサ、 ６．６’は局部発振器
、 ７．７’はπ／２移相語、 ８．８’、９．９’は
低域ろ波器、１ｏ。 １１ 、１４’、 １５’はＡ／Ｄ変換器１１２．１２
’。 １３．１３’は乗算器、１４，１５．１０’、１１’ば
Ｄ／Ａ変換器、１６はＩＰ信号合成器である。 第１図 （ｂ） 第３図 （α） （ｂ） 菓４図 晃７図
れぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およびＴＤＭ −ＦＤＭ
変換器の構成を示すブロック図、第２図は、第１図の実
施例におけるチャープフィルタ、またはチャープ信号発
生器の構成を示すブロック図、第３図（、）および（ｂ
）は、第２図におけるそれぞれ複素定数乗算器およびＭ
入力加算器の構成を示すブロック図。 第４図（、）および（ｂ）は、従来のＦＦＴ −ＦＩＬ
ＴＥＲ法を用いたそれぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およ
びＴＤＭ −ＦＤＭ変換器の構成を示すブロック図、第
５図（、）および（ｂ）は、従来のチャープ２変換法を
用いたそれぞれＦＤＭ −ＴＤＭ変換器およびＴＤＭ
−ＦＤＭ変換器の構成を示すブロック図、第６図は、第
５図（、）におけるＦＤＭ −ＴＤＭ 変換器の動作を
説明するだめのタイムチャート、第７図は、第５図（ａ
）におけるＦＤＭ−ＴＤＭ変換器の整合歪によって隣接
干渉の生ずる状態を説明するだめのタイムチャートであ
る。 図において＋ １１１’はチャープフィルタ、 ２．２
’はチャープ信号発生器、 ３．３’はタイミング発生
器。 ４．４’、５．５’はミキサ、 ６．６’は局部発振器
、 ７．７’はπ／２移相語、 ８．８’、９．９’は
低域ろ波器、１ｏ。 １１ 、１４’、 １５’はＡ／Ｄ変換器１１２．１２
’。 １３．１３’は乗算器、１４，１５．１０’、１１’ば
Ｄ／Ａ変換器、１６はＩＰ信号合成器である。 第１図 （ｂ） 第３図 （α） （ｂ） 菓４図 晃７図
Claims (1)
- １、周波数分割多重信号から時分割多重信号への変換側
に、入力信号を基底帯域に複素信号化して周波数変換す
る複素周波数変換回路と、該複素周波数変換回路の実部
と虚部とからなる２系列信号出力をそれぞれディジタル
化する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、所要総チャネ
ル数より大きい最小の平方数（Ｍ＾２）に対し、ディジ
タルチャープフィルタの原理に基いて動作するＭ個のデ
ィジタルサブフィルタからなる第１のチャープ信号発生
器と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力と前記
第１のチャープ信号発生器の出力とを乗算する第１の複
素乗算器と、該第１の複素乗算器の出力を受けて前記第
１のチャープ信号発生器に整合したたたみ込み積分を行
うために、前記所要総チャネル数より大きい最小の平方
数（Ｍ＾２）に対し、ディジタルチャープフィルタの原
理に基いて動作するＭ個のディジタルサブフィルタから
なる第１のチャープフィルタと、該第１のチャープフィ
ルタの出力と前記第１のチャープ信号発生器の出力とを
乗算する第２の複素乗算器と、該第２の複素乗算器から
得られる２系列の信号出力をそれぞれアナログ化する第
１および第２のＤ／Ａ変換器とにより構成されたＦＤＭ
−ＴＤＭ変換器を備え、時分割多重信号から周波数分割
多重信号への変換側に、時分割に２系列化されたアナロ
グ入力信号をそれぞれディジタル化する第３および第４
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のチャープ信号発生器と同
じに構成された第２のチャープ信号発生器と、前記第３
および第４のＡ／Ｄ変換器の出力と前記第２のチャープ
信号発生器の出力とを乗算する第３の複素乗算器と、該
第３の複素乗算器の出力を受けて前記第２のチャープ信
号発生器に整合したたたみ込み積分を行うために、前記
第１のチャープフィルタと同じに構成された第２のチャ
ープフィルタと、該第２のチャープフィルタの出力と前
記第２のチャープ信号発生器の出力とを乗算する第４の
複素乗算器と、該第４の複素乗算器から得られる２系列
の信号出力をそれぞれアナログ化する第３および第４の
Ｄ／Ａ変換器と、これ等第３および第４のＤ／Ａ変換器
からそれぞれ得られる２系列の信号を周波数変換する複
素周波数変換回路とにより構成されたＴＤＭ−ＦＤＭ変
換器を備えたことを特徴とするＦＤＭ／ＴＤＭ相互変換
方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60198596A JPS6259432A (ja) | 1985-09-10 | 1985-09-10 | Ｆｄｍ／ｔｄｍ相互変換方式 |
| DE8686112479T DE3688642D1 (de) | 1985-09-10 | 1986-09-09 | Fdm-tdm-transmultiplexer. |
| AU62480/86A AU580512B2 (en) | 1985-09-10 | 1986-09-09 | Fdm-tdm transmultiplexing system |
| CA000517736A CA1252923A (en) | 1985-09-10 | 1986-09-09 | Fdm-tdm transmultiplexing system |
| EP86112479A EP0214649B1 (en) | 1985-09-10 | 1986-09-09 | Fdm-tdm transmultiplexing system |
| US06/905,427 US4759013A (en) | 1985-09-10 | 1986-09-10 | FDM-TDM transmultiplexing system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60198596A JPS6259432A (ja) | 1985-09-10 | 1985-09-10 | Ｆｄｍ／ｔｄｍ相互変換方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6259432A true JPS6259432A (ja) | 1987-03-16 |
Family
ID=16393819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60198596A Pending JPS6259432A (ja) | 1985-09-10 | 1985-09-10 | Ｆｄｍ／ｔｄｍ相互変換方式 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4759013A (ja) |
| EP (1) | EP0214649B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6259432A (ja) |
| AU (1) | AU580512B2 (ja) |
| CA (1) | CA1252923A (ja) |
| DE (1) | DE3688642D1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6471329A (en) * | 1987-09-11 | 1989-03-16 | Nec Corp | Mobile body satellite communication system |
| NO165980C (no) * | 1988-11-07 | 1991-05-08 | Frobe Radio As | Fremgangsmaate for omforming respektive prosessering av elektroniske multiplekssignaler, og anordning for prosessering av slike signaler. |
| US5038344A (en) * | 1988-11-22 | 1991-08-06 | Nec Corporation | FDM-TDM transforming device |
| US5710763A (en) * | 1995-07-31 | 1998-01-20 | Motorola, Inc. | Filtered fast Fourier transmultiplexer and method |
| JPH09200164A (ja) * | 1996-01-19 | 1997-07-31 | Hitachi Denshi Ltd | Ｆｄｍａ送受信装置 |
| US6047023A (en) * | 1997-05-14 | 2000-04-04 | Hughes Electronics Corporation | Swept frequency modulation and demodulation technique |
| DE69807757T2 (de) * | 1998-06-04 | 2003-06-05 | Harris Corp | System und methode zur kommunikation mit mehreren entfernten sendern |
| EP1098468B1 (en) * | 1999-11-05 | 2006-02-15 | Alcatel | Method and apparatus for multiple access in a communication system |
| US20070183311A1 (en) * | 2006-02-03 | 2007-08-09 | Vlad Mitlin | Flat-spectrum and spectrum-shaped waveforms for digital communications |
| US20070253562A1 (en) * | 2006-04-27 | 2007-11-01 | Kite Thomas D | Method and apparatus for measuring characteristics of an audio system using a tapered chirp |
| US7558349B2 (en) * | 2006-04-27 | 2009-07-07 | Audio Precision, Inc. | Method and apparatus for measuring characteristics of a multi-channel system in the presence of crosstalk |
| KR101325894B1 (ko) | 2009-12-16 | 2013-11-07 | 한국전자통신연구원 | 복소수 상수 곱셈기, 상기 복소수 상수 곱셈기를 포함하는 고속 푸리에 변환 장치 및 방법 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3676598A (en) * | 1970-06-08 | 1972-07-11 | Bell Telephone Labor Inc | Frequency division multiplex single-sideband modulation system |
| FR2191826A5 (ja) * | 1972-07-03 | 1974-02-01 | Cit Alcatel | |
| GB1517172A (en) * | 1974-06-28 | 1978-07-12 | Trt Telecom Radio Electr | Telecommunication system |
| JPS5445519A (en) * | 1977-09-16 | 1979-04-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Conversion unit for multiplex modulation signal |
| US4412325A (en) * | 1981-07-13 | 1983-10-25 | Telettra- Telefonia Elettronica E Radio S.P.A. | Equipment for single band multiplexing through digital processing |
-
1985
- 1985-09-10 JP JP60198596A patent/JPS6259432A/ja active Pending
-
1986
- 1986-09-09 DE DE8686112479T patent/DE3688642D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-09 AU AU62480/86A patent/AU580512B2/en not_active Ceased
- 1986-09-09 EP EP86112479A patent/EP0214649B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-09 CA CA000517736A patent/CA1252923A/en not_active Expired
- 1986-09-10 US US06/905,427 patent/US4759013A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3688642D1 (de) | 1993-08-05 |
| CA1252923A (en) | 1989-04-18 |
| AU6248086A (en) | 1987-03-12 |
| EP0214649B1 (en) | 1993-06-30 |
| EP0214649A2 (en) | 1987-03-18 |
| US4759013A (en) | 1988-07-19 |
| EP0214649A3 (en) | 1989-06-14 |
| AU580512B2 (en) | 1989-01-12 |
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