JPH0216069B2

JPH0216069B2 -

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Publication number: JPH0216069B2
Application number: JP54116819A
Authority: JP
Inventors: Fuetsutoaisu Arufureeto
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1978-09-15
Filing date: 1979-09-13
Publication date: 1990-04-16
Also published as: MX153287A; DE2840256B2; US4326288A; NO153828B; EP0009203A1; NO792974L; FI792871A; GB2030822B; JPS5541094A; ATE2592T1; AU520499B2; HU180950B; NO153828C; DK385379A; BR7905885A; DE2840256A1; AU5085279A; DE2840256C3; GB2030822A; EP0009203B1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、パルス符号信号から周波数分割多重
信号への変換（PCM／FDM変換）を行う回路装
置に関する。

近年PCM−FDMデイジタル変換の問題にかな
りの注目が集められており、かつ一連の異なつた
解決策が提案されている。この方式のほとんど
は、消去法に基づいており、すなわち不都合な周
波数帯域における信号抑圧は、信号の消去によつ
て行なわれ、これら信号は、そのため特別に設け
られた信号路において形成されるものである。そ
のために必要な高い精度は、費用を度外視すれ
ば、デイジタル回路にとつて何の問題もない。こ
のことは、例えば高速フーリエ変換アルゴリズム
（FFT）に基づくような比較的複雑な消去方式を
含む装置に特にあてはまる。±１による１度の掛
算しか必要としない方式（プロシーデイング
IEEE国際会議通信、シカゴI11 1977年６月）に
よりかなりの簡単化が可能ではあるが、その際フ
イルタまたは全帯域通過回路網に対する高度な精
度要求は軽減されない。

本発明の課題は、変調段階および搬送周波数を
合わせて選ぶことにより、これら欠点を完全に除
去できる方法および装置を提供することにある。
このようにしてすべてのチヤネルをこれらチヤネ
ルのそれぞれの所望の周波数帯域内でろ波するこ
とが可能であり、その際数＋１、−１および０に
よる掛算処理しか必要ない。同じ方式は、PCM
信号からFDM信号に変換するために使用できる。
一連の適当な方式が与えられ、これら方式のうち
いくつかのものだけについて詳細に説明し、しか
も12および60チヤネル系に対して説明する。

その際通常の周波数多重（FDM）系を公知の
ように利用し、このことを多段単一路変調方法と
称することができる。

本発明によれば初めに述べたような方法を前提
として、この課題は特許請求の範囲に記載の構成
により解決される。

本発明の実施例を以下図面によつて説明する。

本発明においては次の技術思想を前提とする。

いずれの場合にも比較は、これらの方式相互間
で行うだけでなく、複数回行われるような単位時
間内に必要な掛算の回数を数えるだけでなく、特
にこれらの方式と前記の別な方式との間でも行う
ようにすることを強調しておく、すなわち掛算を
行うべき精度も重要である。その他の重要な観点
は、公知のように遅延素子の数である。デイジタ
ル回路における掛算器および加算器は、いわゆる
時分割法で多数のチヤネル間において動作できる
が、一方このことは遅延素子においては不可能で
あり、その結果遅延素子は、それ自体は比較的安
価ではあるが、相応した価格要因になることがあ
る。最後に同様に必要な論理回路構造も無視でき
ない。価格に対する考えが、直接必要な回路費用
だけでなく、回路の電力消費にも向かなければら
ないことに注意する。ここで得られた結果は、ア
ナログ標本化フイルタ（接続された容量から成る
フイルタ）における新たな進歩がこのようなフイ
ルタの適用に注目させるようになることがあつて
も適用可能である。この時単路変調法に基づくこ
とが必要であり、かつその際にもここで必要な変
調器の簡単化は重大な利点である。

イ基礎となる方式イ．Ａ送信および受信回路種々の変調方式の説明は、ここではPCM
からFDM系への移行に限定する。

イ．Ｂ搬送周波数種々の周波数変換を行うため必要な搬送周
波数は次のように選択する。すなわち関連す
る積形成変調器において信号は、数＋１、−
１および０だけで掛算すればよいようにす
る。このことは、それぞれ考慮した変調器の
動作速度Ｆ（標本化速度）の1/2、1/3、1/4ま
たは1/6である搬送周波数だけを使用するこ
とによつて行われる。

正弦または余弦関数による掛算を考慮すれ
ば、関連する数列は次のように表わされ、 sin（2πνfc/F）またはcos（2πνfc/F）その
際 ν＝…−１、０、１、２… である。

正弦関数は、この時次のような列を生じ、 fc＝F/3：…−１、０、１、−１、０、… (1) fc＝F/4：…−１、０、１、０、−１、０、
… (2) fc＝F/6： …−１、０、１、１、０、−１、−１、０、
… (3) その際無視すべき一般的な係数√３／２を
考慮しなければ、示された形において第１お
よび第３の列が有効である。余弦関数は次の
ような列を生じ、 fc＝F/2：…−１、１、−１、１、… (4) fc＝Ｆ／３：…−１、２、−１、−１、２、… fc＝F/4：…０、１、０、−１、０、１、…
(5) fc＝F/6： …１、２、１、−１、−２、−１、１、２、
… これら列のうち第２および第４列は、係数
２で掛算したものである。＋２または−２に
よる掛算により生じる列は、ここで必要な目
的を得るためには不要である。それにもかか
わらずこれらの列は、２進方式で較的簡単に
実施できる演算操作しか必要としないので、
ほとんど等価に使用できる。

式(4)により決められた列による掛算は、公
知のように（シー・エフ・クース「SSB/FD
ＭユーテイライジングTDMデイジタル・
フイルタ」トランザクシヨンIEEE COM−
1971年63−71参照）、それぞれのナイキスト
間隔におけるスペクトルの反転を表わしてい
る。それ故にこの操作は特別な意味を持ち、
かつ掛算として明確には取扱わず、その代り
に記号「±」によつて表わす。式(1)および(3)
によつて規定された列は明らかに異なついる
が、これら列のそれぞれは、一般に前記の効
果を得るため利用できる。両方の列は同じ数
の項を、すなわち０、１および−１を含む。
それにもかかわらず式(1)により与えられかつ
「長さ」を有する列は、式(3)により与えられ
た列よりもいくらか簡単であり、それ故に有
利である。式(4)と式(1)の掛算によつて符号を
反転した式(3)が得られるが、式(4)との掛算の
際に式(3)により符号を反転した式(1)が得られ
ることにも注意する。

イ．Ｃ基本動作速度の選択装置全体におけるすべての動作速度は、基
本速度の、すなわち第１のフイルタ区間の動
作速度の複数倍でなければならない。それ故
にこの速度の選択は特に重要である。4KHz
の初めのチヤネルの帯域幅を前提とした時、
特にこの選択に対して24KHz周波数が正当で
あることを示すため、以下に一連の理由をす
べて示す。

(a) PCM／FDM変換方式においてすべての
動作速度は、8KHzの基本PCM標本化速度
の複数倍でなければならない。

すなわちそれぞれのチヤネルに対してバ
ンドパスフイルタには非常に厳密なフイル
タ要求が課され、このバンドパスフイルタ
は、後で処理すべき側波帯を除去しなけれ
ばならない。このフイルタは、できるだけ
低い動作速度で動作するようにする。なぜ
ならこのフイルタは、できるだけ広い相対
フイルタ帯域幅を確保し、従つてフイルタ
定数に対して非常にわずかな精度要求しか
必要なく、かつ時分割多重方法の多数のチ
ヤネルに対して所定のフイルタ回路を使用
するという非常に重大な可能性を提供す
る。他方においてデイジタルフイルタ技術
において実際に使用できる周波数範囲は、
ナイキスト間隔に等しく、すなわち動作速
度の半分に等しい幅にある。使用可能な最
低のナイキスト間隔は、それ故に１つのチ
ヤネルに対して設けた帯域幅よりも広くな
ければならず、すなわちそのため問題にな
るフイルタの動作速度は、確実に12KHzよ
り低くなることはない。

PCM−FDM変換に対して、複号された
PCM信号のスペクトル分散は、例えばA₁
およびA₂に対して第２図に示すようにな
つている。8KHzの最も小さな複数倍、す
なわち16KHzは、ナイキスト間隔内でバン
ドパスフイルタが合わないので、動作速度
としては問題にならない。従つて動作速度
は24KHzになる。

(b) 11次近似において基本的な選択はナイキ
スト間隔を下側しや断範囲と通過範囲と上
側しや断範囲との間で均一に分散すること
にあることがわかる。それによりナイキス
ト範囲に対して３×４＝12KHzになり、か
つその結果最低動作速度に対して24KHzに
なる。

(c) PCM−FDM変換の場合に選択すると有
利である最低の側波帯は、４ないし8KHz
の範囲にあり、それにより中心周波数は
6KHzである。前記の可能性を利用できる
ようにする場合、動作速度は４×６＝24K
Hzにする。

(e) さらに２次群に対して今日通常の５つの
群に対して決められている周波数範囲、す
なわち312ないし360、360ないし408、408
ないし456、456ないし504および504ないし
552KHzに広がつた周波数範囲と同じ群周
波数を利用することが重要である。この周
波数位置を得るため、基本標本化速度が
312、360、408、456、504同じ552KHzであ
れば有利である。これら周波数に対する最
大公約数は、ここでも24KHzである。

イ．Ｄチヤネル数の選択 FDM系に対して汎用に設けられた階層構
造に関して、群（１次群12チヤネル）または
補助群（２次群60チヤネル）に対して変調方
式を構成する。例えば米国および日本におい
てあらかじめ与えられかつ24チヤネルが設け
られた基本PCM系は、チヤネル数に関して
第１の選択（PCM系に対する２つの１次群）
と両立できるが、第２のものとは両立できな
い（60は24によつて割切れない）。他方にお
いてヨーロツパにおいて使われたPCM系、
すなわち30のチヤネルを有する系は、チヤネ
ル数に関して第１の選択とは両立できない
が、第２のものとは両立できる（２次群に対
する２つのPCM系）。

できるだけわずかな数の本来のフイルタ回
路を使用し、かつこれら回路をできるだけ多
くのチヤネルに対して時分割多重方法で動作
させるということにも所定の重要性があり、
特に系において非常に厳密な要求を課したす
べてのフイルタに対して１つのフイルタ回路
だけを有することは有用である。節イ、Ｃに
おいて述べたように24KHzの基本動作速度を
とる場合、このことは、60チヤネル系に対し
て全体で60×24×10³＝1.44KHzの動作速度に
なる。

標本毎とに必要なビツトの数は、ほぼ20な
いし25の間にある。論理回路部分が動作すべ
きビツト速度は、その結果20×1.44＝28.8M
ｂｉｔ／ｓｅｃないし25×1.44＝36Mbit/secの間に
ある。このことは、今日の工学のレベルに達
している。

これらの理由から特に60チヤネル系を優先
させることが望ましいと思われる。融通性を
維持するため、このような方式は、なるべく
12の個々のチヤネル群に分割する。12チヤネ
ル基本群に対する直接の解決策は、同様に
ロ、Ｃ節において説明する。

イ．Ｅ変調段階に対する数の選択イ．Ｃ節(a)において最低速度で必要なろ波
を行うという意味について指摘した。この原
則は、第１のフイルタ段に対してだけでな
く、すなわち厳密な要求を課したフイルタに
対してだけでなく、別のすべてのフイルタ段
に対してもできるだけ良好に考慮するように
する。この内容は次の通りである。すなわち
できるだけ小さなステツプで動作速度の増加
を行うようにする。他方においてそれにより
最後の動作速度に達するため基本動作速度と
掛算しなければならない係数は、できるだけ
小さい、なるべく２または３である素数から
成るようにする。

この時同時にチヤネル数を２倍することに
関して方向性のフイルタを使用できるので、
係数２も有利である。方向性フイルタは、基
本的に共通の出力端子（入力端子）を有する
１対の相補フイルタから成ることに注意し、
その際一方がしや断範囲を有する所に他方が
通過範囲を有し、かつその逆である場合に、
フイルタは相補的であると称する。ウエーブ
デイジタルフイルタは、本来方向性フイルタ
である。入力端子と存在するが通常一方だけ
しか使われない両方の出力端子との間に得ら
れる両方の伝達関数は、公知のように相補的
であるからである。それにより回路構造の節
約が可能になる。

60チヤネル系において、基本２次群の最終
的な範囲を、すなわち312−552KHzの周波数
範囲を直接的に得ることは望ましい。イ、Ｃ
節による基本動作速度をとる場合、すべての
動作速度は24KHzの複数倍でなければならな
い。他方において標本化定理に基づいて標本
化速度は、例えば第１６図に相応した特殊な
場合に312−552KHzの周波数範囲に対して
552KHzよりは高いが２×312＝624KHzより
は低くなければならない。その結果576KHz
および600KHzの２つが可能である。これら
両方のうち第１のものは２×２×２×３×
24KHzであり、第２のものは５×５×24KHz
である。その結果第１の選択が有利である。

最後に第２の判定基準を考慮するように
し、その結果前記両方の可能性はほぼ等しく
良好である。すなわち最終的なDA変換の後
に通常のアナログフイルタを設けることが必
要である。このフイルタに対する危険な値
は、それぞれ通過範囲としや断範囲の間の上
側および下側移行範囲の相対幅である。
576KHzに対して相応する値は、２〔576−
552）／576＝0.833、２（312−288）／288＝
0.1667であり、また600KHzに対してこの値
は、同様に２（600−552）／600＝0.16、およ
び２（312−300）／300＝0.08である。第１の
場合上側範囲が危険であり、また第２の場合
に下側移行範囲が危険であることを除けば、
これらの数は、わずか数％違うだけである。

12チヤネル系に対して得ることができる基
本群は60ないし108KHzの間にある。これは、
要求を満たすことができる24KHzの複数倍で
はない。なぜなら108KHzよりは高いが、２
×60＝120KHzよりは低いからである。

その結果基本群のものとは異なつた周波数
選択を行わなければならない。最低の基本化
速度を生じる選択は、５×24＝120KHzの動
作速度を含む64ないし112KHzの間にある周
波数位置である。このようにして得られた解
決策は、60チヤネル系に対する程完全に洗練
されたものではない。それにしてもDA変換
の後のフイルタに対して、この時上側および
下側移行範囲に対する相対幅は同じものであ
り（16/120＝8/60＝0.133）、これが最適と思
われる。

ロ変調方式の説明ロ．Ａ記号および符号以下に使われる記号は第２３図にまとめら
れている。F₀，F₁ないしF₁₃はフイルタであ
る。例えば記号F〓₂は、F₂と同様な機能を有
するが、同じ周波数スペクトルを生じる別の
装置に使用されるフイルタに関する。例の記
号F² ₁，F² ₂およびF〓 ² ₂は、当該のフイルタが相
応してフイルタF₁，F₂およびF〓₂と同じもの
であるが、動作速度が２倍になつていること
を表わしている。それによりF⁴ ₁、F⁴ ₂およびF〓
⁴ ₂で示されたフイルタが、相応してここで
もF₁，F₂およびF〓₂で示されたものと同じで
あるが、４倍の動作速度で動作することは明
らかである。フイルタの通過範囲およびしや
断範囲は、フイルタ仕様に対して通常のよう
に示されている。通過範囲の記号もしや断範
囲も示されていない周波数範囲においては、
減衰仕様も決める必要はない。例えば₁の
ような記号は、F₁で表わすフイルタに対し
て相補的なフイルタに関する。方向性フイル
タは、ブロツク図内の１対の相補フイルタと
して示されており、このブロツク図は共通の
出力端子を有する。前記の記号は、指標を適
当に変更してその他のフイルタに対しても有
効である。

図示されたフローチヤートにおいて信号矢
印の下に示した数字は、それぞれの信号がこ
の位置に生じる標本化速度に関する。丸の中
で垂直上方に向いた小さな矢印は、矢印のす
ぐそばにある係数だけ標本化速度を上昇する
ことを示している。この上昇自身のため常に
この上昇は、新たに行われる標本化の瞬間に
０を補充することによつて生じるものとす
る。変調器は、丸の中の掛算記号によつて示
され、かつ変調信号およびその周波数は、独
自の矢印として示されている。式(4)により規
定された列による掛算は、すなわち１つおき
の標本に対する符号反転は、丸の中の記号
「±」によつて示される。

ロ．Ｂ 60フイルタ系変調または変換を行う一般的な方式が第１
図に示されている。PCM−FDM変換の場合
8KHzの標本化速度を有する12の個別チヤネ
ルA₁ないしA₁₂は、まず６つの２チヤネル補
助群B₁ないしB₆にまとめられ、かつそのた
め48KHzの標本化速度が考慮される。補助群
B₂ないしB₅は、それから96KHzの標本化速
度で２つのチヤネル補助群C₁およびC₂にま
とめられ、またそれから１つの８チヤネル補
助群D₁にまとめられ、この補助群に対して
は192KHzの標本化速度が考慮されている。
他方においてこの最後の補助群は、12チヤネ
ル群E₁になるようにB₁およびB₆とまとめら
れ、かつそのため192KHzの標本化速度が適
用される。同様に群E₂ないしE₅が形成され、
これらの群は、すべて同じ周波数範囲を占め
る。次のステツプにおいて群E₁ないしE₅は
個々に直接変調および／またはろ波されるの
で、帯域G₁ないしG₅に対して所望の最終位
置に達し、その際576KHz標本化速度が考慮
され、すなわち相応して312ないし360、360
ないし408、408ないし456、456ないし504お
よび504ないし552KHzの周波数帯域に達し、
576KHzの標本化速度を使用した基本２次群
SGは、この時G₁ないしG₅の組合わせによつ
て発生される。

第１図は示されていない別の解決策におい
てG₁，G₃，G₅は、E₁，E₃およびE₅から共通
に、またG₂およびG₄は、E₂およびE₄から共
通に形成され、またそれより生じる結果は、
２次群SGを形成するために使用できる。

この方法に対する詳細な点は、第２図ない
し第１８ｂ図に示されている。さらにわかり
易くするため図において上側部分に常にブロ
ツク図を示し、かつその垂直下方に使われた
信号の周波数スペクトルが示されており、ま
たフイルタに対して決めなければならない通
過およびしや断範囲使用に対する周波数範囲
も示されている。さらにわかり易くするた
め、回路の途中位置に生じる種々の信号は、
ブロツク図においてA₁ ⁽¹⁾，A₁ ⁽²⁾，…B₁ ⁽¹⁾，…
等で示されている。特にすべての変調周波数
は、変調器において＋１、−１および０によ
る掛算だけしか必要ないという利点に注目す
る。第２図および第３図による回路は、特に
PCM−FDM変換の場合について示されてい
る。

方式の所定の部分を得るその他のいくらか
の解決策は、第３図、第４図、第５ａ図、第
６図、第７ａ図、第８図、第１０図、第１７
図および第１８図に示されている。その際ほ
とんどのものは、第４図、第６図、第８図、
第１０図、第１７図および第１８図における
ように方向性フイルタを含んでいる。補助群
C₁およびD₁を生じるため、B₁を生じる第３
図によるものに対する同様な解決策が示され
ており、その際ここではこの点について詳細
に説明するには及ばない。同様にその他の解
決策もあり、例えば1/3の動作速度に等しい
周波数で変調する代りに、通常いくらかの簡
単な適合する変形を適用した時に、1/6の標
本化周波数を有する変調周波数を使用するこ
とが可能である。

いくらかの図においていくらかの周波数ス
ペクトル表示に１ないし12の間の数が示され
ている。これらの数は、個々のチヤネルA₁
ないしA₁₂のどれに、または群E₁ないしE₅の
どれにスペクトル位置が割当てられるかを示
している。

フイルタF₁およびF₂またはF₂等は、B₁の
発生のため利用されるだけでなく、C₁また
はD₁を発生するためにも利用されるが、相
応して２倍または４倍の動作速度（フイルタ
F² ₁…等）で利用される。例えばフイルタF² ₁，
F² ₁およびF⁴ ₁のように同じ種類に属するこの
ようなフイルタを構成するため、同じ回路構
造が使用できるので、す早く十分に動作する
限りフイルタの時分割動作によりこれらのろ
波を行うことができる。その際フイルタF² ₁
に対して、フイルタF₁に対するものの２倍
の数のタイムスロツトを考慮し、フイルタ
F⁴ ₁に対しては４倍の数のタイムスロツトを
考慮するだけでよい。方式自体は、下側周波
数範囲においてすなわち4KHzから8KHzまで
の周波数範囲において常に下側側波帯が選択
され、すなわち通過するようになつている。
その結果フイルタF₀は、数値的に対称にす
る必要はない。イ．Ｂ節点ｄ）に説明したよ
うに数値的に対称なフイルタは、半数の加算
器および掛算器しか必要としない。しかしな
がらフイルタ仕様が対称的でない場合、この
ような要求を満たす数値的に対称なフイルタ
は、一般的に一層高次のものであり、かつそ
の結果多くの遅延ユニツトを必要とする。そ
のために時分割動作は不可能なので、この時
演算ユニツト内の節約にもかかわらず総合費
用は多くなることがある。

例えばF₁とF〓₁の対比にも注意する。第２
図および第４図から明らかなようにフイルタ
F₁およびF〓₁についての通過範囲は同じであ
る。しかしこのことは、相応するフイルタ仕
様が同様に等しいということを必然的に含む
わけではない。すなわち現実にF〓₁のしや断
減衰量は、F₁のエコー減衰量に等しく、か
つその逆も同じである。実際にエコー減衰量
の要求は、常に動作減衰量の要求（順方向損
失）よりもずつとわずかである。それ故にF〓
に対する要求を満たすフイルタ次数は、F₁
に対するものよりずつと高い。特にウエーブ
デイジタルフイルタを使用した場合、F₁お
よびF〓による実現に対して方向性フイルタ
は、第２図のフイルタF₁を実現するために
は不適当な程度に回路構造の半分しか必要な
いものとする。それにもかかわらず節約は確
実に行われる。

第３図および第４図に示す、例えばF〓₂の
ようなフイルタの代りに、第２図の回路にお
ける２つのフイルタF₂が使用できる。フイ
ルタの仕様は、動作速度の1/4に関して数値
的に対称である。その結果すでにイ、Ｃ節
ｄ）に述べたものと同様に、加算器および掛
算器の数に関してかなり節約したフイルタ
F〓₂が実現できる。他方においてF〓₂はバンド
パスフイルタであり、一方F₂はローパスフ
イルタであり、かつF〓₂からの移行範囲はわ
ずか半分の幅である。

基本２次群SGを得るため、５つの群G₁な
いしG₅をどのようにまとめるかは、第１６
図に示されている。この方式は、第１７図お
よび第１８図による装置をG₁ないしG₅の発
生のため利用した場合、そのため説明する必
要なしに適当に変形しなければならない。

ロ．Ｃ 12チヤネル系 12チヤネル系を生じる第１の方法は、ロ、
Ｂ節において説明した方式を使用する点にあ
るが、E₁の発生に限定される。この場合比
較的高い動作速度に、すなわち192KHzの標
本化周波数になる。

しかしながら24KHzの初めの標本化速度を
前提とすれば、イ．Ｄ節に説明したように、
最終的なできるだけ低い120KHzの標本化速
度で12チヤネル群を生じ、かつ同時に変調器
が値＋１、−１および０による掛算を行うだ
けでよいという要求も考慮することが可能で
ある。このことを詳細に説明する必要はない
と思われる。なぜならこのことは、60チヤネ
ル系の例に対して詳細に説明したからであ
る。第１９図に可能な解決策に対するブロツ
ク図が示されている。フイルタF₀は、もち
ろん第２図におけるものと同じである。第２
０図には、一方においてフイルタF₇ないし
F₁₃に対する通過範囲およびしや断範囲の要
求を決めなければならない周波数範囲が示さ
れており、また他方において最終的な12チヤ
ネル群Ｅに対するスペクトル分配も示されて
いる。

第１９図による方式に対しても一連の別の
解決策が示される。その際ここでもそれぞれ
方向性フイルタを利用できるものが特に重要
である。その際第２１図の回路に適用しなけ
ればならない適当な変形が第２１図に示され
ており、フイルタF〓₁₀およびF〓₁₁は相応してフ
イルタF₁₀およびF₁₁と同じ通過範囲およびし
や断範囲を有する。信号A₁ ⁽⁹⁾＋A₁₁ ⁽⁹⁾、A₂ ⁽⁹⁾
＋A₅ ⁽⁹⁾およびA₇ ⁽⁹⁾＋A₁₀ ⁽⁹⁾は、ウエーブデイ
ジタル方向性フイルタを使用することによつ
て発生できるが、一方信号A₃ ⁽⁹⁾，A₄ ⁽⁹⁾，
A₆ ⁽⁹⁾，A₈ ⁽⁹⁾，A₉ ⁽⁹⁾は、前のものと同様に発
生される。群Ｅを形成するため、これらすべ
ての信号は、それから再び加算しなければら
ない。

ロ．Ｄ帯域外信号方式およびパイロツト周波数帯域外信号方式によるFDM系を設けるよ
うにする場合、公知のように3850Hz（または
3825Hz）の信号トーンを適当にそう入しなけ
ればならない。節ロ．Ｂおよびロ．Ｃに示し
た方式に対してこのことは、フイルタF₀の
直後に4150Hz（または4175Hz）のトーンをそ
う入を必要とする。従つてこの時このフイル
タは、この周波数の周囲に減衰極を有するよ
うにし、このことは、FCM−FDM変換の場
合に必要である。

最低の通過範囲（４ないし8KHz）を有す
るバンドパスフイルタがウエーブデイジタル
フイルタであれば、方向性フイルタとして使
用した時、ここでも簡単化が行われる。従つ
てF〓₀も前記の減衰極を有するようにフイル
タF〓₀に対してフイルタF₀を変形すれば、こ
のフイルタの相補入力端子は、この時所定の
フイルタ作用が自動的に得られるので、信号
トーンをそう入するのに適している。相応し
た装置は、チヤネルA₁に対してだけ第２２
ａ図に示されている。

上記のものより明らかに良好な別の解決策は、
フイルタF₀の直後に付加的な信号フイルタFsを
そう入する点にある。フイルタFsが、第２２ｂ
図に示すようなウエーブデイジタルフイルタであ
れば、ここでも方向性フイルタとして使われ、信
号路に対するバンドパス特性およびそれに対して
相補的な本来の伝送路用の帯域しや断特性を有す
る。この場合正確に区切られた信号チヤネルは、
簡単に実現できる。

同じ装置を送信方向および受信方向に対して使
用できるという、節イ．Ａに示した説明は前記の
信号回路に対しても有効である。最後に前記の可
能性は、パイロツト信号の入力結合および出力結
合のためにも使われる。

フイルタ、変調器、標本化速度を高める装置、
加算回路（＋）および符号反転器（±）のように
図のブロツク図において使われるモジユールは公
知である。デイジタルフイルタとしては、公知の
ウエーブデイジタルフイルタが特に適しているて
いる。なぜならこれらのフイルタは、構造および
回路設計のため等価なLC回路から演繹でき、従
つて完全にLC回路の、特に等価のLC分岐回路の
特性を有する。これらのフイルタは、方向性フイ
ルタの特性も有する。ウエーブデイジタルフイル
タの構成および動作は、例えばドイツ連邦共和国
特許第2027303号および第2263087号明細書から公
知である。さらに別のフイルタモジユールとし
て、接続された容量から成るフイルタ回路を考慮
してもよく、このフイルタ回路は、同様に標本か
ら成る信号を処理するために適している。このよ
うなフイルタに対して、英語の専門語で「スイツ
チ・キヤパシタ・フイルタ」という表現が使わ
れ、これについては前にすでに説明した。例えば
このようなフイルタは、G₁ビオルキ著の文献
「ネツトワーク・アンド・スイツチング・セオリ
ー」および節「レゾナント・トタンスフア・サー
キツツ」（382−446頁）（ニユーヨーク、アカデミ
ツク・プレス社1968年）に説明されている。

さらにとりわけ数値データに関する実施例の目
標は、初めの可聴信号が4KHzの帯域幅を有する
ような系にあり、すなわち現在通常のFDM系の
処理の基本周期に相当するような系にある。示さ
れた回路を異なつたチヤネル幅の系に使用しよう
とする場合、基本動作速度に関する数値は、示さ
れた掛算係数に応じて変えなければならない。

実施例においてちようどフイルタF₀が、本来
のチヤネルフイルタをなし、従つてすべての伝送
系に厳しい要求を課せられるフイルタをなしてい
ることも明らかである。しかしこのフイルタに対
して、系において最も低い動作速度で動作するよ
うにデイジタル構成が実現され、それにより回路
技術的費用も最低に維持でき、このことは、この
ようなフイルタの集積構成に対しても重要であ
る。わかり易くするために、さらに例えばデイジ
タルフイルタのように標本を処理するフイルタ
が、周波数F/2に対して鏡像対象でありかつ周波
数Ｆで周期的なしや断または通過帯域、すなわち
一般的に言つてフイルタ特性を持つことを指摘
し、この時Ｆは動作速度である。それ故に別の不
都合な通過範囲が生じ、これら通過範囲の発生
は、デイジタルフイルタのこれらの特性が系全体
の伝送特性に妨害をひき起こすところでは不都合
である。そのため個々の伝送路においてフイルタ
F₀の後に接続されたフイルタは、フイルタF₀の
妨害通過範囲としや断範囲が重なるように構成さ
れており、それ故に動作速度は、この要求を満た
すことができるようにそれぞれ段階的に高められ
る。それと同時にそれぞれ共通に選ぶべき通話チ
ヤネルの数が相応して高められる。

さらに実施例において、今日のPCM系におい
て通常の8KHzの標本化速度を前提としている。
これに関しても数値およびそれに付属の係数は、
別の標準標本化速度を有するPCM系を使用しよ
うとする時に変えなければならない。ここに示し
た方法および回路は、搬送伝送系に対して設けら
れた周波数範囲またはそれに付属の回路装置から
直接PCM系またはそれに付属の回路装置に移行
することをいつでも可能にし、またその逆も常に
可能であるようにし、その際個々のチヤネルを搬
送伝送範囲から可聴範囲へ分解し、かつ多数の
個々のチヤネルを伝送するため再びPCM系に構
成するという必要はない。この特性を有する回路
は、トランスマルチプレクサとも称する。

すでに述べたようにこのことが重要な図には、
見易くするためフイルタしや断および通過範囲の
周波数計画、スペクトル分散および周波数位置が
そのまま示されている。その際信号位置は、その
ままいつしよに示した信号フローチヤートと一致
する。この理由により簡単に示すため、すでに重
要なすべての表示を詳細に示した添付の図をはつ
きりと指摘する。「第…図に」という指示により、
この回路部分が前の図のどれにあるかがすぐにわ
かる。

詳細に述べれば第２図は、例として２つのチヤ
ネルA₁およびA₂（第１図参照）をどのようにまと
めることができるかを示している。8KHzの動作
速度を前提として、両方のチヤネル用の動作速度
を係数３だけ高め、24KHzにする。それに続いて
両方のチヤネルに対してフイルタF₀が設けられ
ており、続いてチヤネルA₂に対して１つおきの
標本について符号が反転され、かつ続いて両方の
チヤネルに対して動作速度は係数２だけ高めら
れ、48KHzになる。これにフイルタF₁が続き、こ
れらフイルタに、16KHz（＝48/3）の変調周波数
による変調器が続いている。これに続いてフイル
タF₂が接続されており、かつ加算回路「＋」に
おいて２チヤネル補助群B₁にチヤネルをまとめ
る前に、チヤネルA₁に対して１つおきの標本の
符号が反転される（±）。

フイルタF₀の通過範囲は、4KHzないし8KHzの
間にあり、フイルタF₁およびF₂は、一方におい
てフイルタF₀の妨害通過範囲がフイルタF₁およ
びF₂のしや断減衰部分で覆われるようになつて
おり、また同時に符号反転に関しても、チヤネル
B₁にまとめる際にA₁ ⁽¹⁾、A₂ ⁽²⁾がちようどよい位
置に来るように考慮されており、従つて反転位置
で8KHzないし16KHzの間に、また正常位置で32K
Hzないし40KHzの間に来るように考慮されてい
る。

第３図による回路は、第３図によるものと同じ
動作をする。ここではもちろん16KHzによる変調
は、まとめた後に初めて行われ、かつフイルタ
F〓₂が後に接続されている。このことは、第４図
による回路にもあてはまり、この回路においては
48KHzの動作速度に達したところにフイルタF₁お
よびF〓₁から成る方向性フイルタが設けられてお
り、このフイルタの出力端子に変調器が接続され
ている。

第５図、第５ａ図および第６図に、２つの２チ
ヤネル補助群から４チヤネル補助群を生じる回路
が示されている。例として２つの２チヤネル補助
群B₂およびB₃（第１図参照）が選ばれており、こ
れらの補助群が、加算回路(十)においてE4チヤネ
ル補助群C₁になるようにまとめられる。両方の
チヤネルに対して動作速度は、係数２だけまず
48KHzから94KHzに上昇するので、ここには前の
説明に相応してフイルタF² ₁が接続される。チヤ
ネルB₃ではすでに入力側において符号反転（±）
が行われる。フイルタF² ₁の後に、それぞれ32KHz
（＝96/3）の変調周波数による変調器が接続され
ている。それからフイルタF² ₂の後にかつチヤネ
ルB₂に対して符号反転が行われる。

従つてスペクトルおよび周波数計画に応じて２
チヤネル補助群B₂のチヤネル４，３および２チ
ヤネル補助群B₃のチヤネル６，５は、４チヤネ
ル補助群C₁内において反転位置で周波数16KHzな
いし32KHzの間にあり、または周波数48KHzに対
して鏡像対称に正常位置で周波数64KHzないし
80KHzの間にある。第５ａ図に、「第５図」の前
記の回路についての指示が示される。B₂および
B₃のまとめは、B₂に対する符号反転の後に行わ
れる。まとめた後に32KHzによる変調が行われる
ので、ここでも（第３図参照）１つの変調器しか
必要ない。変調器の後にフイルタF〓 ² ₂が接続され
ており、他方においてこのフイルタの出力端子
に、96KHzの動作速度で４チヤネル補助群C₁が生
じる。第６図の実施例において２チヤネル補助群
B₃に対してまず、符号反転（±）が行われ、続
いて両方のチヤネルに対する動作速度が係数２だ
け高められ、96KHzになり、かつまとめは、互い
に相補的な伝達関数F〓 ² ₁およびF〓 ² ₁を有する方向
性フイルタにおいて行われる。この方向性フイル
タの出力端子に、第５ａ図に示すものと同じ回路
が接続されている。

第７図、第７ａ図および第８図に、８チヤネル
補助群D₁を生じる実施例が示されており、これ
らの群は、加算器(十)においてまとめた後に192K
Hzの動作速度で生じる。その際第７図においてま
ずC₂に対して符号反転が行われ、続いて動作速
度が係数２だけ高められ192KHzにされるので、
その結果両方のチヤネルにおいて後にフイルタ
F⁴ ₁が続く。続いて変調周波数64KHz（＝192/3）
で変調が行われ、その後に両方のチヤネルにフイ
ルタF⁴ ₂が接続されている。４チヤネル補助群C₁
に対してまとめる前にさらに符号反転が行われ
る。従つて８チヤネル補助群D₁に対するチヤネ
ル１０ないし３は、周波数96KHzに対して鏡像的
に、周波数32KHzないし64KHzの間に反転位置
で、また周波数128KHzないし160KHzの間に正常
位置で生じる、このことは、第７ａ図の回路にも
あてはまり、その際チヤネルC₁に対する符号反
転は、まとめる直前で行われ、かつ続いてC₁お
よびC₂は、いつしよに変調周波数64KHzによる変
調器に供給される。変調器の後にフイルタF〓 ⁴ ₂が
接続されている。第８図は、まとめるため互いに
相補的な伝達関数F〓 ⁴ ₁およびF〓 ⁴ ₁を有する方向性
フイルタを使用した回路を示しており、このフイ
ルタの出力側には第７ａ図におけるものと同じ回
路が接続されている。その際チヤネルC₂に対し
て、まず符号反転が行われ、かつ動作速度を２倍
だけ高め192KHzにした後にC₁はフイルタF⁴ ₁に、
またC₂はフイルタF〓 ⁴ ₁に供給される。

第９図および第１０図による回路によれば、そ
の他の２チヤネル補助群B₁およびB₆（第１図参
照）をまとめることができる。回路点B₂とB₂ ⁽⁴⁾
の間または回路点B₃とB₃ ⁽⁴⁾の間に第５図におけ
るものと同じ回路が使われることは、第９図に破
線で示されている。相応してこれら回路点は、第
９図にB₆ ⁽⁴⁾およびB₁ ⁽⁴⁾で示されている。B₁およ
びB₆に対してまず符号反転（±）が行われ、続
いて動作速度が２倍だけ高められ192KHzにされ、
かつその後にフイルタF₃が続いている。２チヤ
ネル補助群B₁に対してはまとめる前に、符号が
反転されている。付加的に加算回路(十)に８チヤネ
ル補助群D₁をそう入すれば、出力側から12チヤ
ネル群E₁を取出すことができる。フイルタF₃の
通過およびしや断範囲は、周波数96KHzに対して
鏡像対称にあり、E₁は、24KHzないし72KHzの間
に反転位置で、また120KHzないし168KHzの間に
正常位置で生じるようにする。第１０図の回路に
おいて両方のフイルタF₃の代わりに、互いに相
補的な伝達関数F〓₃およびF₃を有する方向性フイ
ルタが使用されており、従つて加算器(十)に同時に
８チヤネル補助群D₁を供給すれば、この加算器
(十)の出力端子に、完全な12チヤネル群E₁が生じ
る。

第１１図ないし第１３図において変調装置が示
されており、これら変調装置によつて192KHzの
動作速度の12チヤネル群E₁またはE₃またはE₅が、
576KHzの動作速度の12チヤネル群G₁，G₃，G₅に
変換できる。そのため３つすべての場合に動作速
度は、第１１図においてフイルタF₄の直前で３
倍だけ高められ、このフイルタの出力端子にすで
にG₁が生じる。第１２図において入力側で符号
反転（±）が行われ、かつ動作速度576KHzにお
けるフイルタF₅が設けられているので、出力端
子にG₃が生じる。第１３図は、中央部に第１１
図と同じ回路を含むが、付加的に入出力側に符号
反転器（±）が設けられている。フイルタF₄お
よびF₅の通過およびしや断範囲は、周波数288K
Hzに対して鏡像対称にあり、それによりG₁は、
312KHzないし360KHzの間または反転位置で216K
Hzないし264KHzの間にあり、G₃は、408KHzない
し456KHzの間または反転位置で120KHzないし
168KHzの間にあり、また最後にG₅は、504KHzな
いし552KHzの間または反転位置で24KHzないし
72KHzの間に現れるようにする。

第１４図および第１５図による回路において12
チヤネル群E₂またはE₄が12チヤネル群G₂または
G₄に変換され、そのため同様に動作速度576KHz
が考慮されている。そのため44KHzの変調周波数
を有する変調器（×）が使われ、これら変調器の
後にフイルタF₆が接続されている。第１４図に
おいて、E₅からG₅へ変換するものと同じ回路区
間（第１３図）がここに設けられていることは破
線で示されているが、一方第１５図において破線
は、第１１図によりE₁からG₁へ変換するものと
同じ回路区間を表している。第１５図においてフ
イルタF₆の後に、さらに別の符号転器（±）が
接続されている。フイルタF₆に対してもフイル
タ特性は、周波数288KHzに対して鏡像対称にあ
り、従つて12チヤネル群G₂は、正常位置で周波
数360KHzないし408KHzの間に、また反転位置で
周波数168KHzないし216KHzの間に生じるが、一
方12チヤネル群G₄は、正常位置で周波数456KHz
ないし504KHzの間に、また反転位置で周波数
72KHzないし120KHzの間に生じる。

従つて第１６図によれば、５つの12チヤネル群
G₁ないしG₅を加算回路(十)においてまとめる場合、
基本２次群SGが生じ、従つて完全な基本２次群
は、正常位置で312KHzないし552KHzの間に、ま
たは反転位置で24KHzないし264KHzの間に得ら
れる。

12チヤネル群E₁ないしE₅から12チヤネル群G₁
ないしG₅を生じる方向性フイルタの使用は、第
１７図および第１８図に示されている。第１７図
の回路においてまずE₁およびE₅に対して動作速
度は３倍だけ高められ、576KHzになり、かつ続
いてE₁がフイルタF〓₄に供給され、一方E₅はフイ
ルタF₄に供給される。12チヤネル群E₃は、符号
反転され（±）、かつ動作速度を３倍高めた後に
フイルタF〓₅に供給される。第１の方向性フイル
タの出力信号E_1.5は、フイルタF₅の入力端子に加
えられ、このフイルタの出力端子に、第１１図な
いし第１３図により説明した周波数位置でG₁＋
G₃＋G₅が生じるので、それに相応して方向性フ
イルタのフイルタ特性も実現しなければならな
い。第１８図の回路において12チヤネル群E₂に
対してまず符号反転（±）が行われる。両方の12
チヤネル群E₂およびE₄は、動作速度を３倍だけ
高められ、かつフイルタF₄（第１１図、第１３図
参照）に供給され、このフイルタの出力側に、変
調周波数144KHzによる変調器（×）が接続され
ている。E₂はフイルタF〓₆に、E₄はフイルタF₆に
供給されるので、出力端子に、第１４図および第
１５図による周波数位置で両方の12チヤネル群
G₂およびG₄が生じる。

第１８ａ図および第１８ｂ図に、E₁をG₁にま
たはE₅をG₅に変換するための別の可能性が示さ
れている。

そのためフイルタF〓₄（第１７図参照）が使用さ
れ、このフイルタの前に、変調周波数96KHzまた
は192KHzによる変調器（×）が接続されている
（96＝576/6、192＝576/3）。両方の回路において
E₃からG₃を生じる回路区間は、破線で示されて
いる。第１８ｂ図による回路に対してフイルタ
F₄の後に、さらに符号反転器（±）を接続しな
ければならない。

第１９図の基本構成は、前にすでに説明した。
その際動作速度120KHzを有する12チヤネル群Ｅ
は、まず独立に処理されたチヤネルA₁ないしA₁₂
を加算(十)することによつて得られる。すべてのチ
ヤネルにおいてまず動作速度は、8KHzから３倍
だけ高められ24KHzにされ、かつ続いてチヤネル
それぞれにフイルタF₀が接続されており、この
フイルタの通過範囲は、ここでも4KHzないし8K
Hzの間にある。続いて動作速度は、５倍だけ高め
られ、120KHzにされ、その際あらかじめチヤネ
ルA₂，A₄，A₆，A₇，A₉およびA₁₂に対して、１
つおきの標本の符号反転（±）が行われる。それ
からチヤネルA₁，A₆，A₁₁においてフイルタF₇
が続き、チヤネルA₂，A₅，A₇，A₁₀およびA₁₂に
おいてフイルタF₈が続き、かつチヤネルA₃，A₄，
A₈およびA₉においてそれぞれフイルタF₉が続い
ている。変調周波数40KHzによる変調器（×）
は、チヤネルA₁，A₂，A₄，A₅，A₇，A₈，A₁₀に
おいてその後に接続されており、かつ最後にチヤ
ネルA₁₁に対してフイルタF₇の後に変調周波数
20KHzによる変調器（×）が接続されている。チ
ヤネルA₃，A₆およびA₁₂は、フイルタF₆または
F₇またはF₈を通過した後に直接加算器(十)に供給
されるが、一方チヤネルA₉に対してはフイルタ
F₉の後に符号反転（±）が行われる。変調器
（×）を備えたチヤネルにおいてさらにその後に
フイルタが接続されており、しかもチヤネルA₁
およびA₁₁に対してフイルタF₁₀、チヤネルA₂お
よびA₁₀に対してフイルタF₁₁、チヤネルA₄およ
びA₈に対してフイルタF₁₂、またチヤネルA₅およ
びA₇に対してフイルタF₁₃が接続されている。続
いて符号の反転（±）が、さらにチヤネルA₇，
A₈，A₁₀およびA₁₁に対して行われる。第２０図
に、ここでもフイルタF₇ないしF₁₃に対するフイ
ルタしや断および通過範囲は、１２の個別チヤネ
ルが周波数60KHzに対して鏡像対称にして周波数
8KHzないし56KHzの間に正常位置で、または周
波数64KHzないし112KHzの間に反転位置で生じ
るように選ばれていることが示されている。第１
９図による回路に対する変形として第２１図によ
れば方向性フイルタを使用できることについては
すでに指摘しており、かつここで使われたフイル
タF〓₁₀およびF〓₁₁が、相応してフイルタF₁₀および
F₁₁と同じ通過およびしや断範囲を有することに
ついてもすでに指摘した。第２１図に示された第
１の可能性においてチヤネルA₁は、フイルタF〓₁₀
に供給され、かつチヤネルA₁₁はフイルタF₁₀に
供給されるので、出力端子から両方のチヤネルの
和を取出すことができる。チヤネルA₁₁に対して
入力側に、さらに変調周波数40KHzによる変調器
（×）が前置接続されている。第２１図に同様に
図示された実施例において、チヤネルA₂および
A₅は方向性フイルタF〓₁₁およびF₁₁に供給され、
かつ出力側からA₂＋A₅として取出すことができ
る。図示された第３の可能性は、方向性フイルタ
F〓₁₁，F₁₁におけるチヤネルA₁₀およびA₇のまとめ
を示しており、その際出力端子の後に符号反転器
（±）が接続されている。第２１図に使われた方
向性フイルタも相補伝送特性をなす。

第２２図ａおよびｂによる回路は、大体におい
てすでに説明した。両方の場合に4150（4175Hz）
の信号トーンは、動作速度24KHzで直接所属のフ
イルタF〓₀または_sに供給される。チヤネルA₁
は、動作速度を３倍だけ高め24KHzにした後に、
第２２図ａによる回路において直接フイルタF〓₀
の入力端子に与えられ、また第２２図ｂによる回
路においてはフイルタF₀を介して信号フイルタ
F_sの入力端子に与えられるので、出力端子に位置
A₁ ⁽¹⁾に相応してチヤネルが生じる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、60チヤネル２次群SGを生じる変調
方式に対する装置全体の図、第２図は、第１図に
B₁ないしB₆で示す２チヤネル補助群を生じる変
調方式の図、第３図は、B₁またはB₂ないしB₆を
生じる別の装置のブロツク図、第４図は、相補フ
イルタの伝送関数F〓₁およびF₁を実現する方向性
フイルタを使用して例えばB₁を生じる方式の図、
第５図は、第１図による４チヤネル補助群C₁ま
たはC₂を生じる変調装置の図、第５ａ図は、C₁
またはC₂を生じる別の実施例の図、第６図は、
相補フイルタの伝達関数F〓 ² ₁およびF² ₁を実現する
方向性フイルタを使用してC₁を生じる方式の図、
第７図は、第１図による８チヤネル補助群D₁を
生じる変調装置の図、第７ａ図は、D₁を生じる
別の実施例を示す図、第８図は、相補フイルタ伝
達関数F〓 ⁴ ₁およびF⁴ ₁を実現する方向性フイルタを
使用してD₁を生じる方式の図、第９図は、第１
図による12チヤネル群E₁および同様にE₂ないし
E₅を生じる変調装置の図、第１０図は、相補フ
イルタの伝達関数F〓₃およびF₃を実現する方向性
フイルタを使用してE₁を生じる方式の図、第１
１図は、576KHzの動作速度で第１図にG₁で示し
た12チヤネル群を生じる変調装置の図、第１２図
は、第１図にG₃で示す12チヤネル群の変調装置
の図、第１３図は、第１図にG₅で示す12チヤネ
ル群を生じる変調装置の図、第１４図は、第１図
にG₂で示す12チヤネル群を生じる変調装置の図、
第１５図は、第１図にG₄で示す12チヤネル群を
生じる変調装置の図、第１６図は、２次群SG
（312−552KHz）を生じるため12チヤネル群G₁な
いしG₅をまとめる回路の図、第１７図は、相補
フイルタの伝達関数F〓₄およびF₄またはF〓₅および
F₅を実現する方向性フイルタを使用してG₁＋G₃
＋G₅を生じる方式の図、第１８図は、相補フイ
ルタの伝達関数F〓₆およびF₆を実現する方向性フ
イルタを使用してG₂＋G₄を生じる方式の図、第
１８ａ図は、第１２図と同じフイルタF₅を使用
してG₁を生じる別の装置の図、第１８ｂ図は、
第１２図と同じフイルタF₅を使用してG₅を生じ
る別の装置の図、第１９図は、12チヤネル群Ｅを
生じるブロツク図、第２０図は、フイルタF₇な
いしF₁₃に対して決められた通過およびしや断範
囲および12チヤネル群Ｅのスペクトル分散のため
の周波数範囲を示す図、第２１図は、第１９図に
示す方式に対する変形実施例を示す図、第２２図
は、帯域外信号トーンをそう入する２つの実施例
を示す図、第２３図は、図において使われた記号
を例示する図である。Ｆ…フイルタ、↑２…掛算器、×…変換器、±…
符号反転器、＋…加算器。

Claims

【特許請求の範囲】１パルス符号信号から周波数分割多重信号への
周波数変換（PCM／FDM変換）を行う回路装置
であつて、この場合この回路装置には、もとの信
号をその周波数帯域幅に関して制限されたチヤネ
ル帯域幅に形成する手段が設けられており、さら
に第２回路手段が設けられており、該第２回路手
段においては、基本動作速度として、前記チヤネ
ル帯域幅の６倍の値に設けられた周波数を有する
動作速度を使用するようにし、さらに前記第２の
回路手段および付加回路は、変換回路装置におい
て使用される、前記基本動作速度以外の全部の動
作速度が該基本動作速度の整数倍となるように構
成されている、回路装置において、チヤネル帯域
幅が4KHzで基本PCM標本化速度が8KHzの場合に
60チヤネル（SG）２次群を形成する際のPCM−
FDM変換のために、8KHzの標本化速度を有する
最初の12の個別チヤネル（A₁，A₁₂）のうち各２
つのチヤネル（A₁，A₂；A₃，A₄；……A₁₁，
A₁₂）を６つのチヤネル下位群（B₁〜B₆）へまと
めるようにし、かつ該２チヤネル下位群（B₁〜
B₆）に対して48KHzの動作速度を設けるように
し、さらに該２チヤネル下位群のうちの４つの下
位群（例えばB₂〜B₅）を96KHzの動作速度によ
る２つの４チヤネル下位群（C₁，C₂）へまとめ
るようにし、さらに該両４チヤネル下位群から
192KHzの動作速度による８チヤネル下位群（D₁）
を形成するようにし、該８チヤネル下位群を前記
両下位群（B₂〜B₅）以外の残りの２つの下位群
（例えばB₁〜B₆）と共に192KHzの動作速度によ
る12チヤネル群（E₁）へまとめるようにし、さ
らにこの種の５つの12チヤネル群（E₁〜E₅）に
対してそれぞれ192KHzの動作速度を設けるよう
にし、該５つの12チヤネル群を個別に変調およ
び／またはろ波して576KHzによる５つの帯域
（G₁〜G₅）を形成するようにし、次に該５つの帯
域を動作周波数576KHzによる２次群（SG）にま
とめるように、前記第２回路手段および前記付加
回路を構成したことを特徴とする、パルス符号信
号から周波数分割多重信号への周波数変換を行う
回路装置。２もとの２つのチヤネル（例えばA₁，A₂）か
ら２チヤネル下位群（例えばB₁）を形成するた
めに、まず最初に該もとの両チヤネルの動作速度
を３倍に高めて24KHzにし、さらに該両チヤネル
に4KHzから8KHzまでの通過帯域を有する第１フ
イルタF₀をそれぞれ設けるようにし、さらに該
両チヤネルの一方のチヤネルに各２番目の標本の
極性を反転させる回路（±）を挿入接続し、続い
て該両チヤネルにおいて動作速度を２倍に高めて
48KHzにし、続いて両チヤネルの相並ぶ個所に同
一構成の第２、第３フイルタF₁，F₂を、変調周
波数が16KHzの変調器の中間接続の下にそれぞれ
設けるようにし、さらに各２番目の標本の正負の
極性反転のなされなかつた方のチヤネル（A₁）
において前記第３フイルタF₂に、各２番目の標
本の極性を反転する別の回路（±）を後置接続す
るようにし、さらに続いて該両チヤネルを動作周
波数が48KHzの加算回路へ導くようにした、特許
請求の範囲第１項記載の回路装置。