JPS6257304A - 低雑音音響周波数源のための回路装置 - Google Patents
低雑音音響周波数源のための回路装置Info
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- JPS6257304A JPS6257304A JP61205248A JP20524886A JPS6257304A JP S6257304 A JPS6257304 A JP S6257304A JP 61205248 A JP61205248 A JP 61205248A JP 20524886 A JP20524886 A JP 20524886A JP S6257304 A JPS6257304 A JP S6257304A
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/28—Impedance matching networks
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
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- Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
不発明は、特許請求の範囲第１項の所謂上位砒念に記載
の回路装置に関する。
の回路装置に関する。
従来技術
この種の回路装置は、西独特許第２９２５０４９号明細
嘗に記述されている。この回路装置は、マイクロホン、
例えば、特にマイクロホン出力電圧を若干昇圧する変成
器が後置ｔｆｉ［されているコンデンサ マイクロホン
またはダイナミック マイクロホンを、所謂雰オームも
しくは節点（ノード）増幅器にｌ絖しようとする場合に
特に有利に使用することができる。即ち、この先行発明
に、零オーム増幅器が制御増幅器、特に電圧制御増幅器
、所謂Ｖ ＣＡ （ＶｏｌｔａｇθＣｏｎｔｏｒｏｌｌ
ｅｄ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの略称）である場合に有益で
ある。
嘗に記述されている。この回路装置は、マイクロホン、
例えば、特にマイクロホン出力電圧を若干昇圧する変成
器が後置ｔｆｉ［されているコンデンサ マイクロホン
またはダイナミック マイクロホンを、所謂雰オームも
しくは節点（ノード）増幅器にｌ絖しようとする場合に
特に有利に使用することができる。即ち、この先行発明
に、零オーム増幅器が制御増幅器、特に電圧制御増幅器
、所謂Ｖ ＣＡ （ＶｏｌｔａｇθＣｏｎｔｏｒｏｌｌ
ｅｄ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの略称）である場合に有益で
ある。
上記西独特許第２９２５０４９号明細書の発明は、他の
ＶＣＡにも適用可能であるが、一般に、該公報にも記載
されているように、入力段に非線形負帰還を備えている
演算項１陥器が設けられている事例に関するものであ名
。
ＶＣＡにも適用可能であるが、一般に、該公報にも記載
されているように、入力段に非線形負帰還を備えている
演算項１陥器が設けられている事例に関するものであ名
。
第１図には、この公知の装置の原理が示しである。マイ
クロホンＭおよび後置接続された変成器Ｕを備えた音響
周波数源ＴＶｃは、増幅率が制御可能である零オーム増
幅器Ｎが接続され、この増幅器Ｎは本質的に、可変帰還
結合抵抗器Ｖを備えた演算増幅器ｏＰから構成されるも
のテアル。該零オーム増幅器は、近似的に零オームの非
常に小さい入力インピーダンスｆｔ有しており、直接接
続した場合には音響周波数源Ｔに過度に大きな負荷が加
わる可能性がある。したがって、インビ→”ンス変換器
Ｗが介在させておシ、このインドダンス変換器Ｗの正の
出力イン許ダンスは、その入力インピーダンスよりも相
当に小さく、そしてその電圧増幅率は、印７ＪＯされる
入力′電圧が最大の場合でも出力振幅領域が越えないよ
うに小さく選ばれている。インドダンス変換器Ｗと零オ
ーム増１陥器Ｎとの間にはさらに直列抵抗（線路抵抗）
Ｌが設けられており、その抵抗値は、雑音に寄与しない
ように比較的小さく選択されている。しかしながら、こ
の直列抵抗りは完全に省略することはできない。何故な
らば、そうした場合には、雰オーム増幅器Ｎの入力イン
ピーダンスが小さいために、インピーダンス変換器Ｗの
出力に過度に大きく負荷される可能性があるからである
。
クロホンＭおよび後置接続された変成器Ｕを備えた音響
周波数源ＴＶｃは、増幅率が制御可能である零オーム増
幅器Ｎが接続され、この増幅器Ｎは本質的に、可変帰還
結合抵抗器Ｖを備えた演算増幅器ｏＰから構成されるも
のテアル。該零オーム増幅器は、近似的に零オームの非
常に小さい入力インピーダンスｆｔ有しており、直接接
続した場合には音響周波数源Ｔに過度に大きな負荷が加
わる可能性がある。したがって、インビ→”ンス変換器
Ｗが介在させておシ、このインドダンス変換器Ｗの正の
出力イン許ダンスは、その入力インピーダンスよりも相
当に小さく、そしてその電圧増幅率は、印７ＪＯされる
入力′電圧が最大の場合でも出力振幅領域が越えないよ
うに小さく選ばれている。インドダンス変換器Ｗと零オ
ーム増１陥器Ｎとの間にはさらに直列抵抗（線路抵抗）
Ｌが設けられており、その抵抗値は、雑音に寄与しない
ように比較的小さく選択されている。しかしながら、こ
の直列抵抗りは完全に省略することはできない。何故な
らば、そうした場合には、雰オーム増幅器Ｎの入力イン
ピーダンスが小さいために、インピーダンス変換器Ｗの
出力に過度に大きく負荷される可能性があるからである
。
さらに、直列抵抗は、演算増幅器ｏ−ｐ自体が発生する
雑音にも影響を与える。この雑音成分は、雑音電圧源が
直妥演算増幅器ＯＰの反転入力端に妥説されることによ
り惹起されるものと考えられる。雑音電圧源の雑音電圧
は、素子■およびＬ・が接続されている演算増幅器によ
り、零オーム増幅器Ｎの所謂内部増幅率で増幅される。
雑音にも影響を与える。この雑音成分は、雑音電圧源が
直妥演算増幅器ＯＰの反転入力端に妥説されることによ
り惹起されるものと考えられる。雑音電圧源の雑音電圧
は、素子■およびＬ・が接続されている演算増幅器によ
り、零オーム増幅器Ｎの所謂内部増幅率で増幅される。
この場合、該内部増幅率は、抵抗器りの値が小さくなけ
ればなる程大きくなる。
ればなる程大きくなる。
第１図に示した回路構成においては、インピーダンス変
換器Ｗおよび比較的小さい値の直列抵抗器Ｉ、＆工、零
オーム増幅器Ｎの内部増幅率を増加することになり、零
オーム増１隅器の出力側で低雑音信号に関する厳しい要
件が満されている場合でも、零オーム増幅器を低雑音に
設計しなければならなくなる程高い雑音成分を発生する
。
換器Ｗおよび比較的小さい値の直列抵抗器Ｉ、＆工、零
オーム増幅器Ｎの内部増幅率を増加することになり、零
オーム増１隅器の出力側で低雑音信号に関する厳しい要
件が満されている場合でも、零オーム増幅器を低雑音に
設計しなければならなくなる程高い雑音成分を発生する
。
しかしながら、増１陽率が制御可能である溶オーム増幅
器をこのように低雑音に設計することは非常に困難でも
あシ且つ２晶い費用を招くことが判明した。
器をこのように低雑音に設計することは非常に困難でも
あシ且つ２晶い費用を招くことが判明した。
発明の目的
したがって、本発明の課題は、回路要素を低雑音形態に
実現するための技術的対策に対する取組みを放棄するの
ではなく、この対策を、零オーム増幅器よシは寧ろ、こ
の対策に要する費用が少ないことがＭ験的に判明してい
る他の回路要素に向けることを可能にする回路構成を提
供することにある。
実現するための技術的対策に対する取組みを放棄するの
ではなく、この対策を、零オーム増幅器よシは寧ろ、こ
の対策に要する費用が少ないことがＭ験的に判明してい
る他の回路要素に向けることを可能にする回路構成を提
供することにある。
（二の課題に、特許請求の範囲第１項の所謂特徴部分に
記載の回路構成により解決される。尚、特許請求の範囲
第２項以下に＆Ｘ有利な実施態様が記述されている。
記載の回路構成により解決される。尚、特許請求の範囲
第２項以下に＆Ｘ有利な実施態様が記述されている。
本発明は、以下に述べる基本的思想に基づく。
第１図に示した直列抵抗器りは、雑音を高めないように
するために可能な限シ小さくなければならないが、他方
また、この直列抵抗もしくは線路抵抗りは、上述の内部
増幅率を小さく保持するために可能な限シ大きい値を有
するべきであり、また、インピーダンス比Ｌ／Ｖを過度
に大きくしないようにするという別の理由からも該直列
抵抗りは可能な限９大きい値を有するべきである。これ
と関連して、負帰還結合された１オ一ム増幅器Ｎの増幅
率によって決定される上記比（Ｌ／Ｖ ）が大きい場合
には、帰還度が低減し、増幅率は、演算増幅器ＯＦの無
負荷時増幅率に接近し、この無負荷時増幅率での上限し
ゃ新局波数が障害として認められる程になる。
するために可能な限シ小さくなければならないが、他方
また、この直列抵抗もしくは線路抵抗りは、上述の内部
増幅率を小さく保持するために可能な限シ大きい値を有
するべきであり、また、インピーダンス比Ｌ／Ｖを過度
に大きくしないようにするという別の理由からも該直列
抵抗りは可能な限９大きい値を有するべきである。これ
と関連して、負帰還結合された１オ一ム増幅器Ｎの増幅
率によって決定される上記比（Ｌ／Ｖ ）が大きい場合
には、帰還度が低減し、増幅率は、演算増幅器ＯＦの無
負荷時増幅率に接近し、この無負荷時増幅率での上限し
ゃ新局波数が障害として認められる程になる。
さらに、直列抵抗器りの値が過度に小さく、然も零オー
ム増幅器Ｎの入力インピーダンスが小さいと、インピー
ダンス変換器Ｗの出力側は短絡状態に近くなシ、通常の
インピーダンス変換器の場合には機能障害が起シ得る。
ム増幅器Ｎの入力インピーダンスが小さいと、インピー
ダンス変換器Ｗの出力側は短絡状態に近くなシ、通常の
インピーダンス変換器の場合には機能障害が起シ得る。
また、零オーム増幅器Ｎは、雑音よシも十分に高いレベ
ルにある信号を得られなくなる。
ルにある信号を得られなくなる。
本発明によれは上記のような難点は回避される。さらに
、本発明による回路装装置は、第１に、例えば制御可能
な零オーム増幅器よシも少ない費用で低雑音となるよう
に構成することができ、第２に＼零オーム増幅器に対し
て雑音レベルよりも十分に高いレベルの大信号を電流の
形態で発生することができるように比較的単純な仕方で
実現することができ、さらに第３に、零オーム増幅器の
内部増幅率を感知される程に高めることはないという利
点が得られる。
、本発明による回路装装置は、第１に、例えば制御可能
な零オーム増幅器よシも少ない費用で低雑音となるよう
に構成することができ、第２に＼零オーム増幅器に対し
て雑音レベルよりも十分に高いレベルの大信号を電流の
形態で発生することができるように比較的単純な仕方で
実現することができ、さらに第３に、零オーム増幅器の
内部増幅率を感知される程に高めることはないという利
点が得られる。
実施例
以下、添付図面の第２図ないし第４図を参照し本発明の
詳細な説明する。
詳細な説明する。
第２図を参照するに、第１図に示した回路におけるイン
ピーダンス変換器Ｗおよび直列抵抗しに、入力端Ｅおよ
び出力端Ａを有する回路装置Ｓにより置換されている。
ピーダンス変換器Ｗおよび直列抵抗しに、入力端Ｅおよ
び出力端Ａを有する回路装置Ｓにより置換されている。
この回路装置 Ｅ３ ｋ工、短絡に強い交流〆源、即ち
入力端Ｅの・電圧に追従して非常に高い電圧値を発生す
る補助′電源ＵＥＫよシ給電される非常に高い内部抵抗
Ｋを有する電圧源とすることができる。この交流源によ
シ、零オーム増幅器Ｎには回路点Ａで、雑音よフも十分
に扁いレベルの信号が電流の形態で与えられ、その結果
、零オーム増幅器Ｎの固有雑音は第１図の装置の場合と
比較して相対的に小さくなる。
入力端Ｅの・電圧に追従して非常に高い電圧値を発生す
る補助′電源ＵＥＫよシ給電される非常に高い内部抵抗
Ｋを有する電圧源とすることができる。この交流源によ
シ、零オーム増幅器Ｎには回路点Ａで、雑音よフも十分
に扁いレベルの信号が電流の形態で与えられ、その結果
、零オーム増幅器Ｎの固有雑音は第１図の装置の場合と
比較して相対的に小さくなる。
第２図に示す回路装置の動作を、Ｋ対■の比から得られ
る負帰還演算増幅器の電圧増幅に関する公知の式を用い
て説明することができる。
る負帰還演算増幅器の電圧増幅に関する公知の式を用い
て説明することができる。
即ち、入力インピーダンスＫが高いために上記の比もし
くは商は小さく、電圧の減衰が生ずる。しかしながら、
補助電圧源Ｕｓ は非常に高い′電圧を発生するので、
零オーム増幅器Ｎの出力電圧は常に第１図に示した回−
路装置におけるよりも大きくなる。
くは商は小さく、電圧の減衰が生ずる。しかしながら、
補助電圧源Ｕｓ は非常に高い′電圧を発生するので、
零オーム増幅器Ｎの出力電圧は常に第１図に示した回−
路装置におけるよりも大きくなる。
第２図の回路装置Ｓは、低雑音特性を有するように構成
されており、その結果、後読の回路装置Ｓと組合された
音ｉＴの等価雑音抵抗が、音源Ｔ単独の等価雑音抵抗よ
シも最大２０％、好丁しくに最大１０％高くなる。これ
は、交流インピーダンスである内部インピーダンスＫが
極く小さいオーム成分しか有していないことに。
されており、その結果、後読の回路装置Ｓと組合された
音ｉＴの等価雑音抵抗が、音源Ｔ単独の等価雑音抵抗よ
シも最大２０％、好丁しくに最大１０％高くなる。これ
は、交流インピーダンスである内部インピーダンスＫが
極く小さいオーム成分しか有していないことに。
よル実現される。このオーム成分による雑音作用は次の
ように考えることができる。即ち、補助電圧源ＵＥを短
絡し内部インピーダンスにのオーム成分を雑音電圧源と
置換した場合には＼それにより発生される比較的小さい
雑音電圧咀零オーＡ増幅器により非常に小さいに／Ｖ比
で増幅されるに過ぎない。
ように考えることができる。即ち、補助電圧源ＵＥを短
絡し内部インピーダンスにのオーム成分を雑音電圧源と
置換した場合には＼それにより発生される比較的小さい
雑音電圧咀零オーＡ増幅器により非常に小さいに／Ｖ比
で増幅されるに過ぎない。
第４図を参照し追って説明するように、オーム成分を小
さくして賜い内部インピーダンスＫを実現し、それによ
シ、雑音を低減する仕方が第３図のブロック ダイヤグ
ラムに図解されている。第３図において、回路装置Ｓは
２つの構成要素、即ち可聴下周波数フィルタＦ（衝撃雑
音フィルタとも称する）と、入力端Ｅの′電圧を出力端
Ａの′電流に変換する本来の交流源Ｕ／Ｉら とか〜構成される。なお、雰オーム増幅器Ｎ ＆Ｘ。
さくして賜い内部インピーダンスＫを実現し、それによ
シ、雑音を低減する仕方が第３図のブロック ダイヤグ
ラムに図解されている。第３図において、回路装置Ｓは
２つの構成要素、即ち可聴下周波数フィルタＦ（衝撃雑
音フィルタとも称する）と、入力端Ｅの′電圧を出力端
Ａの′電流に変換する本来の交流源Ｕ／Ｉら とか〜構成される。なお、雰オーム増幅器Ｎ ＆Ｘ。
制御電圧Ｕ８ により制御可能なＶＣＡとして示されて
いる口 第４図には、回路装置Ｓの有利な実施態様が示されてい
る。本質的な構成要素は、入力側が高抵抗である、即ち
出力側よシも数１０％高抵抗であり電圧増幅率「１」を
有する第１のインピーダンス変換器Ｗ１を含む。これは
、該インピーダンス変換器Ｗ１に含まれる演算増幅器の
負の入力端への大きい負帰還によシ達成される。
いる口 第４図には、回路装置Ｓの有利な実施態様が示されてい
る。本質的な構成要素は、入力側が高抵抗である、即ち
出力側よシも数１０％高抵抗であり電圧増幅率「１」を
有する第１のインピーダンス変換器Ｗ１を含む。これは
、該インピーダンス変換器Ｗ１に含まれる演算増幅器の
負の入力端への大きい負帰還によシ達成される。
インピーダンス変換器Ｗ１には、直列抵抗Ｒが後置接続
されておシ、この抵抗ＲＫは電圧ＴＪｅが発生する。正
帰還結合路ＲＷには、インピーダンス変換器Ｗ１と同じ
型式の第２のインぎ一ダンス変換器Ｗ２が設けられてお
シ、この変換器Ｗ２に、直列抵抗Ｒに電圧Ｕｓと正確に
向じ１圧を供給する。これは、ｖＣＡの零オーム入力に
よシ出力端Ａが交流電圧から見た場合実質的にアース電
位であることにより説明される。！た、インピーダンス
変換器Ｗ″２により、正帰還路ＲＷに受続されている変
成器Ｕの端子もアース電位に保持される。変成器Ｕによ
り発生される信号Ｕｅは、インピーダンスｆ換器Ｗ１の
増幅率が「１」であるため直列抵抗Ｒにその′！？＼印
２ＪＯされる。このように直列抵抗Ｒに発生し入力電圧
を模擬する′電圧Ｕｓ は、該直列抵抗Ｒを流れる電
流によシ発生されるものである。インピーダンス変換器
Ｗ１の低抵抗出力とインピーダンス変換器Ｗ２の高抵抗
入力側との間に直列抵抗Ｒが挿入されているので、電流
シエ、零オーム増幅器Ｎの入力端Ａを介してのみ流れる
。回路装置Ｓによシ形成される交流源が高オームである
ことは、端子Ａにおける交番的な電位変動が、（変成器
巻線を介し）入力端Ｅの２つの端子における電位、即ち
Ｕｓ の変化を惹起するが、抵抗Ｒを流れる電流に対
しては影響を与えないことを鑑みれば明らかである。
されておシ、この抵抗ＲＫは電圧ＴＪｅが発生する。正
帰還結合路ＲＷには、インピーダンス変換器Ｗ１と同じ
型式の第２のインぎ一ダンス変換器Ｗ２が設けられてお
シ、この変換器Ｗ２に、直列抵抗Ｒに電圧Ｕｓと正確に
向じ１圧を供給する。これは、ｖＣＡの零オーム入力に
よシ出力端Ａが交流電圧から見た場合実質的にアース電
位であることにより説明される。！た、インピーダンス
変換器Ｗ″２により、正帰還路ＲＷに受続されている変
成器Ｕの端子もアース電位に保持される。変成器Ｕによ
り発生される信号Ｕｅは、インピーダンスｆ換器Ｗ１の
増幅率が「１」であるため直列抵抗Ｒにその′！？＼印
２ＪＯされる。このように直列抵抗Ｒに発生し入力電圧
を模擬する′電圧Ｕｓ は、該直列抵抗Ｒを流れる電
流によシ発生されるものである。インピーダンス変換器
Ｗ１の低抵抗出力とインピーダンス変換器Ｗ２の高抵抗
入力側との間に直列抵抗Ｒが挿入されているので、電流
シエ、零オーム増幅器Ｎの入力端Ａを介してのみ流れる
。回路装置Ｓによシ形成される交流源が高オームである
ことは、端子Ａにおける交番的な電位変動が、（変成器
巻線を介し）入力端Ｅの２つの端子における電位、即ち
Ｕｓ の変化を惹起するが、抵抗Ｒを流れる電流に対
しては影響を与えないことを鑑みれば明らかである。
図示の回路装置Ｓは、実効的に最大５０ｍ人の出力Ａ
Ｃ’電流で、ＶＣＡの低雑音特性に関し構成によシ回路
装置Ｓ自体が発生する雑音も極く僅かである。
Ｃ’電流で、ＶＣＡの低雑音特性に関し構成によシ回路
装置Ｓ自体が発生する雑音も極く僅かである。
マイクロホンＭとして、２００Ωの内部抵抗８を有する
ダイナミック マイクロホンおよび１対２の変圧比を有
する変成器を選択した場合には、音響周波数源Ｔのソー
ス インピーダンスは８００Ωになる。これによシ発生
される雑音寄与分ＶＣは、回路装［８の等価雑音抵抗が
加わる。該回路装置Ｓにおいては、約４００の等価雑音
抵抗に対応する演算増幅器寄与分が発生する。さらに、
例えば１００Ωとすることができる直列抵抗Ｒの作用が
加わる。この抵抗Ｒは、雑音を考慮して可能な限シ小さ
く選ぶべきであるが、ＶＣＡに過度に大きな゛電流が流
れないようにするために過度に小さく選ぶことはできな
いＯ 回路装置Ｓの′電圧増ＩｉＩ！率書工近似的に雰である
。
ダイナミック マイクロホンおよび１対２の変圧比を有
する変成器を選択した場合には、音響周波数源Ｔのソー
ス インピーダンスは８００Ωになる。これによシ発生
される雑音寄与分ＶＣは、回路装［８の等価雑音抵抗が
加わる。該回路装置Ｓにおいては、約４００の等価雑音
抵抗に対応する演算増幅器寄与分が発生する。さらに、
例えば１００Ωとすることができる直列抵抗Ｒの作用が
加わる。この抵抗Ｒは、雑音を考慮して可能な限シ小さ
く選ぶべきであるが、ＶＣＡに過度に大きな゛電流が流
れないようにするために過度に小さく選ぶことはできな
いＯ 回路装置Ｓの′電圧増ＩｉＩ！率書工近似的に雰である
。
その内部信号振幅範囲は、最大入力電圧に対応する。こ
の場合、１４０ないし１５０（ＬＢのレベル制御領域が
考えられる。回路装置Ｓの入力インピーダンスは、音響
周波数源Ｔに過度に大きい負荷がかからないようにする
ため並びに余り好ましくない分圧比によシ３Ｎ比が顕著
に劣化しないようにするために、音響周波数源Ｔのソー
ス インピーダンスよジも少なくとも１０倍大きく還ば
れる。
の場合、１４０ないし１５０（ＬＢのレベル制御領域が
考えられる。回路装置Ｓの入力インピーダンスは、音響
周波数源Ｔに過度に大きい負荷がかからないようにする
ため並びに余り好ましくない分圧比によシ３Ｎ比が顕著
に劣化しないようにするために、音響周波数源Ｔのソー
ス インピーダンスよジも少なくとも１０倍大きく還ば
れる。
ダイナミック マイクロホンの場合、変成器Ｕの変圧比
は１対２（１対３まで）とするのが好ましい。そしてコ
ンデンサ マイクロホンの場合には約１対１とするのが
有利である。それより大きい変圧比もそれ自体において
は望ましいが、しの１しながら、そうした場合には、入
力端Ｅに発生する大きな電圧を回路装置Ｓで歪みを伴わ
ずに処理するのが鑓しくなる。
は１対２（１対３まで）とするのが好ましい。そしてコ
ンデンサ マイクロホンの場合には約１対１とするのが
有利である。それより大きい変圧比もそれ自体において
は望ましいが、しの１しながら、そうした場合には、入
力端Ｅに発生する大きな電圧を回路装置Ｓで歪みを伴わ
ずに処理するのが鑓しくなる。
回路装置Ｓにはさらに可聴下周波数フィルタが含まれて
いる。本発明の特に有利な、殊に第４図に示した実施例
の利点は、この可聴下周波数フィルタを従来とは異なり
ＶＣＡの交流側でになく、インピーダンス変換器Ｗ１の
正の入力端の上流側に配置できる点である。このフィル
タは、２つの抵抗−コンデンサ回路Ｒ１−Ｃ１およびＲ
２−Ｃ２から構成される。’ＶＣＡの出力側にこの可聴
下周波数フィルタ（衝撃雑音）え イルタ）ｔ−配設した場合には、前段でさ−も衝撃雑音
によｐ過負荷となる事態が起り得るが、第４図に示した
回路碑成においては、回路装置Ｓの雑音特性が集積衝撃
雑音フィルタ回路による影響を本質的に受けることなく
、上記の事態は回避されるのである。
いる。本発明の特に有利な、殊に第４図に示した実施例
の利点は、この可聴下周波数フィルタを従来とは異なり
ＶＣＡの交流側でになく、インピーダンス変換器Ｗ１の
正の入力端の上流側に配置できる点である。このフィル
タは、２つの抵抗−コンデンサ回路Ｒ１−Ｃ１およびＲ
２−Ｃ２から構成される。’ＶＣＡの出力側にこの可聴
下周波数フィルタ（衝撃雑音）え イルタ）ｔ−配設した場合には、前段でさ−も衝撃雑音
によｐ過負荷となる事態が起り得るが、第４図に示した
回路碑成においては、回路装置Ｓの雑音特性が集積衝撃
雑音フィルタ回路による影響を本質的に受けることなく
、上記の事態は回避されるのである。
別の抵抗−コンデンサ回路Ｒ３−０３＆工、変成器Ｕの
特性を改善する働きをなす。
特性を改善する働きをなす。
さらに、出力端ＡＫは、結合コンデンサＣ４゜Ｃ５に加
えて、抵抗器Ｒ４、Ｒ５ならびにコンデンサＣ６が設け
られている。素子Ｒ５お工びＣ６は単に、ｖＣＡの振動
傾向を抑止するのに用いられている。Ｃ６の容量は、有
効周波数領域でＲ４よシも小さくなるインピーダンスを
与えるように非常に小さく選ばれる。なお、抵抗Ｒ４は
、２０にΩ程度の値を有しておシ、したがって、抵抗Ｒ
４によフ、零オーム増幅器Ｎの内部増幅率が顕著に、即
ち１０％以上増■しないように高抵抗に選択されている
。
えて、抵抗器Ｒ４、Ｒ５ならびにコンデンサＣ６が設け
られている。素子Ｒ５お工びＣ６は単に、ｖＣＡの振動
傾向を抑止するのに用いられている。Ｃ６の容量は、有
効周波数領域でＲ４よシも小さくなるインピーダンスを
与えるように非常に小さく選ばれる。なお、抵抗Ｒ４は
、２０にΩ程度の値を有しておシ、したがって、抵抗Ｒ
４によフ、零オーム増幅器Ｎの内部増幅率が顕著に、即
ち１０％以上増■しないように高抵抗に選択されている
。
第１図は従来の低雑音音響周波数源回路を示すデ四ツク
ダイヤグラム、第２図は本発明による回路装置の等何
回路を示す回路略図、第３図は本発明による回路装置の
ブロック ダイヤグラムを示す図、そして第４図は本発
明の好ましい実施例を示す回路図である。 ＶＣＡ・・・電圧制御増幅器、Ｌ・・・直列抵抗器、Ｅ
・・・入力端、Ａ・・・出力端、Ｋ・・・内部抵抗、Ｎ
・・・零オーム増幅器、ＵＥ・・・補助電源、Ｓ・・・
回路装置、τ・・・音響周波数源、Ｆ・・・可聴下周波
数フィルタ、Ｕｓ・・・制御電圧、Ｗ・・・インピーダ
ンス変換器、Ｒ・・・直列抵抗器、Ｕｓ・・・電圧、Ｒ
Ｗ・・・正帰還路、Ｕ・・・変成器、Ｍ・・・マイクロ
ホン、Ｃ・・・コンデンサ回路、■・・・可変帰還結合
抵抗、ＯＰ・・・演算増幅器、Ｕ・・・変成器。 Ｓ回路装置
ダイヤグラム、第２図は本発明による回路装置の等何
回路を示す回路略図、第３図は本発明による回路装置の
ブロック ダイヤグラムを示す図、そして第４図は本発
明の好ましい実施例を示す回路図である。 ＶＣＡ・・・電圧制御増幅器、Ｌ・・・直列抵抗器、Ｅ
・・・入力端、Ａ・・・出力端、Ｋ・・・内部抵抗、Ｎ
・・・零オーム増幅器、ＵＥ・・・補助電源、Ｓ・・・
回路装置、τ・・・音響周波数源、Ｆ・・・可聴下周波
数フィルタ、Ｕｓ・・・制御電圧、Ｗ・・・インピーダ
ンス変換器、Ｒ・・・直列抵抗器、Ｕｓ・・・電圧、Ｒ
Ｗ・・・正帰還路、Ｕ・・・変成器、Ｍ・・・マイクロ
ホン、Ｃ・・・コンデンサ回路、■・・・可変帰還結合
抵抗、ＯＰ・・・演算増幅器、Ｕ・・・変成器。 Ｓ回路装置
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、低雑音音響周波数源（Ｔ）と、所謂零オーム増幅器
（Ｎ）として構成されて増幅率が制御可能（Ｕ＿５）で
ある増幅器との間に介在接続される音響周波数源のため
の回路装置であって、入力側が高抵抗例えば音響周波数
源（Ｔ）のソース インピーダンスよりも少なくとも１
０％高抵抗であり、出力振幅領域が最大入力電圧で越え
られないように電圧増幅率が小さく選択されている回路
装置において、この回路装置（Ｓ）の出力側が、少なく
とも１０ｍＡの最大実効電流を発生する短絡に強い交流
源として構成され、 回路装置（Ｓ）の等価雑音抵抗が最大、音源（Ｔ）の等
価雑音抵抗の２０％であり、回路装置（Ｓ）の出力端（
Ａ）に設けることができる分岐路（Ｒ４）が、後続の零
オーム増幅器（Ｎ）の内部増幅率が本質的に増加せず該
雰オーム増幅器に雑音レベルの増加が現れないように高
抵抗に選択されていることを特徴とする音響周波数源の
ための回路装置。 ２、回路装置（Ｓ）の等価雑音抵抗が、音源（Ｔ）の等
価雑音抵抗の最大１０％である特許請求の範囲第１項記
載の音響周波数源のための回路装置。 ３、分岐路（Ｒ４）が零オーム増幅器（Ｎ）の内部増幅
率が１０％以上に増加しないように高オームに設計され
ている特許請求の範囲第１項または第２項記載の音響周
波数源のための回路装置。 ４、入力側が高オーム、例えば出力側よりも数１０％高
オームであって直列抵抗（Ｒ）が後置接続されている第
１のインピダンス変換器（Ｗ１）を備え、該直列抵抗器
（Ｒ）と共に前記第１のインピダンス変換器（Ｗ１）を
帰還結合路（ＲＷ）により、入力側が高オームである第
２のインピダンス変換器（Ｗ２）にに接続し、ループ増
幅率を最大「１」とした特許請求の範囲第１項、第２項
または第３項のいずれか１項に記載の音響周波数源のた
めの回路装置。 ５、２つのインピーダンス変換器（Ｗ１、Ｗ２）が近似
的に「１」の電圧増幅率を有する特許請求の範囲第４項
記載の音響周波数源のための回路装置。 ６、能動可聴下周波数フィルタ（Ｆ；Ｒ１−Ｃ１、Ｒ２
−Ｃ２）として構成されている特許請求の範囲第１項な
いし第５項の何れか１項に記載の音響周波数源のための
回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3531274.2 | 1985-09-02 | ||
| DE19853531274 DE3531274A1 (de) | 1985-09-02 | 1985-09-02 | Schaltungsanordnung fuer eine rauscharme tonfrequenzquelle |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6257304A true JPS6257304A (ja) | 1987-03-13 |
Family
ID=6279924
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61205248A Pending JPS6257304A (ja) | 1985-09-02 | 1986-09-02 | 低雑音音響周波数源のための回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4725789A (ja) |
| EP (1) | EP0214376A3 (ja) |
| JP (1) | JPS6257304A (ja) |
| DE (1) | DE3531274A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1994017590A1 (en) * | 1993-01-27 | 1994-08-04 | Micro Linear Corporation | Circuit technique that sets transconductance |
| US20030100465A1 (en) * | 2000-12-14 | 2003-05-29 | The Clorox Company, A Delaware Corporation | Cleaning composition |
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| CA2551874A1 (en) * | 2003-12-31 | 2005-07-21 | 3M Innovative Properties Company | Water-and oil-repellent fluoroacrylates |
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| DE2811668C2 (de) * | 1978-03-17 | 1982-03-04 | Messerschmitt-Bölkow-Blohm GmbH, 8000 München | Anpassungsschaltung für hochohmige Spannungsquellen |
| DE2925049C2 (de) * | 1979-06-19 | 1982-03-25 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verstärker für eine Signalquelle hoher Dynamik |
-
1985
- 1985-09-02 DE DE19853531274 patent/DE3531274A1/de not_active Withdrawn
-
1986
- 1986-06-11 EP EP86107972A patent/EP0214376A3/de not_active Withdrawn
- 1986-08-29 US US06/901,620 patent/US4725789A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-09-02 JP JP61205248A patent/JPS6257304A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3531274A1 (de) | 1987-03-12 |
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| EP0214376A2 (de) | 1987-03-18 |
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