JPS6239757B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は音声信号の基本周期を抽出する基本周
期抽出装置に関するものである。

音声信号の有声音部分はほぼ一定の周期の繰り
返し波形であり、その基本周期の抽出は音声信号
の処理に極めて有用である。

従来、音声信号の基本周期あるいは基本周波数
は、低域濾波回路、振幅制限増幅回路および零交
叉波発生回路等を用いて抽出していた。このよう
にして得られた基本周期信号はその位相が、低域
濾波回路の周波数―位相特性の非平坦性のため基
本周波数が変ると入力信号に対して変化するとい
う欠点があり、音声信号の処理、例えば音声信号
の基本周期に同期して波形伸長あるいは波形圧縮
等の処理に用いるには不都合であつた。

本発明は上記欠点に鑑みなされたもので、音声
信号に対してその周波数が変化しても位相変化の
極めて少ない基本周期信号を発生する音声信号の
基本周期抽出装置を提供するものである。

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。

第１図は本発明による音声信号の基本周期抽出
装置の基本構成を示す回路ブロツク図である。

第１図において、１は音声信号の入力信号であ
る。２は抵抗器３、ダイオード４および演算増幅
器５より構成され、入力端子１に供給された音声
信号の極性に対応して１，０の２値信号に変換す
る２値変換手段である。６はクロツク発生回路、
７はクロツク発生回路６の発生したクロツクを
分周しクロツクを発生する分周回路である。８
は２値変換手段２の出力信号である２値信号およ
び分周回路７の出力信号であるクロツクが供給
せられ、この２値信号を順次サンプリング記憶
し、転送する転送手段、９は転送手段８の出力端
子Q₂，Q₃……Ｑ_N+1をラツチするラツチ手段であ
る。１０は転送手段８およびラツチ手段９の出力
の対応ビツトごとにその一致、不一致を検出する
べく配置された複数の一致検出回路１１_１〜１１
_Nと、演算増幅器１２と、一端がそれぞれ一致検
出回路１１_１〜１１_Nの出力端子に接続され、他
端が共通的に演算増幅器１２の―入力端子に接続
された複数の抵抗器１３_１〜１３_Nと、演算増幅
器１２の―入力端子と出力端子間に接続された抵
抗器１４より構成された相関検出手段である。１
５は相関検出手段１０の出力が供給され、その極
大値の発生を検出してピーク検出信号を発生する
ピーク検出手段である。ピーク検出手段１５は微
分回路２９と負パルス検出回路３０と正パルス検
出回路３１と、波形整形回路２２および波形整
形回路２３と、Ｄフリツプフロツプ２４および
２５と、インバータ回路２６と、アンド回路２７
と、ナンド回路２８とから構成されている。微分
回路２９はコンデンサ１６と抵抗器１７により構
成されている。負パルス検出回路３０はダイオー
ド１８と抵抗器１９により構成され、微分回路２
９の出力のうち負パルスのみを検出して波形整形
回路２２に供給する。正パルス検出回路３１は
ダイオード２０と抵抗器２１により構成され、微
分回路２９の出力のうち正パルスのみを検出して
波形整形回路２３に供給する。Ｄフリツプフロ
ツプ２４のＤ入力は“Ｈ”レベル（＋Ｖ）に接続
され、Ｑ出力はＤフリツプフロツプ２５のＤ入力
に接続されている。Ｄフリツプフロツプ２４およ
び２５のCK入力には波形整形回路２３の出力
が接続されている。波形整形回路２３の出力が
接続されている。波形整形回路２２の出力はイ
ンバータ回路２６の入力に接続され、インバータ
回路２６の出力はアンド回路２７およびナンド回
路２８の一方の入力に共通的に接続されている。
アンド回路２７のもう一方の入力にはＤフリツプ
フロツプ２５のＱ出力が接続され、アンド回路２
７の出力はラツチ手段９のＬ入力に接続されてい
る。ナンド回路２８のもう一方の入力にはクロツ
ク発生回路６の出力が接続され、ナンド回路２８
の出力はＤフリツプフロツプ２４および２５の
CLR端子に共通的に接続されている。

次に上記構成の音声信号の基本周期抽出回路の
動作を、第２図に示したタイミンダ図とともに説
明する。

第１図の音声入力端子１に第２図のａに示す音
声信号が供給されたとすると、２値変換手段２は
音声信号ａの極性に対応して第２図ｂに示す２値
信号を出力する。同図ｃはクロツク発生回路６の
発生するクロツクであり、同図ｄは分周回路７
の発生するクロツクである。２値変換手段２の
出力信号はクロツクにより順次サンプリングさ
れ転送手段８に記憶され、さらに転送される。同
図ｅは、転送手段８にサンプリングされるデータ
値を示す。例えば時間t₁₀において、転送手段８
の出力Q₁〜Q₁₁は、“０，０，０，０，０，１，
１，１，１，１，０，”となつている。また、時
間t₁₇において、転送手段８の出力Q₁₁〜Ｑ_N+1
（Ｎは16とする）は、“０，０，１，１，１，１，
１，０，０，０，０，０，１，１，１，１，
１，”となつている。この時、ラツチ手段９にラ
ツチ信号が供給されたとすると、ラツチ手段９に
は転送手段８の出力Q₂〜Q₁₇がラツチされ、ラツ
チ手段９の出力Q₁〜Q₁₆は、“０，１，１，１，
１，１，０，０，０，０，０，１，１，１，１，
１，”となる。この時点で一致検出回路１１_１の
２入力は一致しておりその出力は“０”，一致検
出回路11₂の２入力は不一致で、その出力は
“１”となる。このようにみていくと、一致検出
回路１１_１〜１１₁₆の出力は、““０，１，０，
０，０，０，１，０，０，０，０，１，０，０，
０，０，”となつており、一致検出回路１１_１〜
１１₁₆のうち13個が一致出力を、３個が不一致出
力を発生している。次に、時間t₁₈では、転送手
段８の出力Q₁〜Q₁₆は、“０，０，０，１，１，
１，１，１，０，０，０，０，０，１，１，
１，”となり、一致検出回路１１_１〜１１₁₆のう
ち10個が一致出力を、６個が不一致出力を発生す
る。さらに時間t₁₉では７個が一致出力を、９個
が不一致出力を発生する。演算増幅器１２、抵抗
器１３_１〜１３_Nおよび１４は加算器を構成して
おり、相関検出手段１０の出力は一致検出回路１
１_１〜１１_Nの一致出力が多い時高く、一致出力
が少ない時低くなり第２図ｆに示すように、階段
波状の出力電圧を発生する。相関検出手段１０の
出力電圧は、ピーク検出手段１５に含まれる微分
回路２９に供給される。微分回路２９の出力は負
パルス検出回路３０および正パルス検出回路３１
に供給され、さらに、負パルス検出回路３０の出
力は波形整形回路２２に、正パルス検出回路３
１の出力は波形整形回路２３に供給されてい
る。従つて、相関検出手段１０の階段波状出力の
立下りおよび立上りエツジが検出され、第２図ｆ
に示す相関検出手段１０の出力に対して、波形整
形回路２３は第２図ｇに示す出力を発生し、イ
ンバータ回路２６は同図ｈに示す出力を発生す
る。フリツプフロツプ回路２４のＱ出力は波形整
形回路２３の出力パルスにより“１”となり、
フリツプフロツプ回路２５のＱ出力はフリツプフ
ロツプ回路２４の出力が“１”であつて、波形整
形回路２３に出力パルスが発生した時のみ
“１”となる。両フリツプフロツプ２４，２５
は、インバータ回路２６に出力パルスが発生する
と、クロツク発生回路６のクロツクＣに同期して
リセツトされる。アンドゲート回路２７は、フリ
ツプフロツプ２５のＱ出力が“１”であつてイン
バータ回路２６の出力にパルスが発生した時の
み、その出力にパルスが発生する。すなわち、フ
リツプフロツプ回路２４，２５、アンドゲート回
路２７およびナンドゲート回路２８は、波形整形
回路２３の出力にパルスが２回以上連続して発
生した後、インバータ回路２６の出力にパルスが
１回発生した時、アンド回路２７の出力にパルス
が発生するよう構成されている。フリツプフロツ
プ回路２４，２５のＱ出力波形を第２図ｉおよび
ｊに、アンドゲート回路２７およびナンドゲート
回路２８の出力信号波形をｋおよび１に示す。

上記構成によりピーク検出手段１５は相関検出
手段１０の階段波状出力に立上りエツジが２回以
上連続した後、立下りエツジが発生した時のみ出
力パルスを発生する。その状態は第２図におい
て、時間t₂₇において発生している。このパルス
はラツチ信号としてラツチ手段９のラツチ端子Ｌ
に供給され、転送手段８のＱ出力Q₂〜Q₁₇をラツ
チ手段９にラツチする。同様にして、時間t₃₇に
おいても上記状態が発生し、ピーク検出手段１５
はラツチ信号を発生する。なおこのラツチ信号
は、第２図ｆおよびｋに示すように、相関検出信
号ｆの極大値の発生時点より１クロツク遅れて発
生するので、ラツチ手段９には１クロツク前の転
送手段８のデータがラツチされるよう接続されて
いる。

以上の構成によりラツチ信号は、入力音声信号
ａに対してその基本周期ごとに、同位相の時間に
発生するので、この信号を音声信号の基本周期信
号として抽出することができる。

なお第２図では高調波成分の極めて少ない入力
信号に対する動作例を示したが、入力信号に高調
波成分があるとピーク検出手段１５は出力パルス
の発生条件を満足し基本周期以外にも出力パルス
を発生することがある。この出力パルスはアンド
回路２７の出力とラツチ手段９のＬ入力端子間に
アンドゲートを介挿し、そのゲートを相関検出手
段１０の出力レベルで制御するよう構成してラツ
チ手段９に達しないようにすればよい。なぜなら
高調波成分によつて上記出力パルスが発生すると
きの相関検出手段の出力レベルは基本波成分によ
つて発生するときに比べてかなり低いからであ
る。

なお第１図では、相関検出手段１０は一致検出
回路とアナログ的な加算器を用いて構成したが、
第３図のように全デジタル的に構成することも可
能である。第３図において、１１_１〜１１_Nは第
１図の一致検出回路１１_１〜１１_Nと同様のもの
である。３２はデータセレクタであり入力D₁〜
D₁₆に前記一致検出回路１１_１〜１１_Nの出力が供
給されデータセレクタ端子Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅには第
４図に示すＢ，Ｃ，Ｄ，Ｅのクロツクが供給され
ている。データセレクタ３２の出力Ｙはインバー
タ回路３３の入力端子に接続され、インバータ回
路３３の出力はアンド回路３４の一方の入力端子
に接続されている。アンド回路３４の他方の入力
端子には第４図のＡで示すクロツクが供給されて
いる。３５はカウンタでありその入力CLKには
アンド回路３４の出力が供給され、クリア端子
CLRには第４図のＪに示すパルスが供給され
る。３６はラツチ回路であり、そのラツチ信号入
力端子Ｇには第４図Ｆに示すパルスが供給され
る。

以上の構成で、複数の一致検出回路１１_１〜１
１_Nのうち一致信号“０”を出力している一致検
出回路の個数が時間ｔ_N時点でラツチ回路３６に
記憶され、第２図の相関検出手段１０と同等の機
能を有する相関検出手段１０′となる。

さらに、第３図において、３７はラツチ回路で
あり、そのラツチ信号入力端子Ｇには第４図Ｈに
示すパルス信号が供給されており、３８はコンパ
レータであり、入力ＡおよびＢにはラツチ回路３
６および３７の出力が供給されている。３９およ
び４０はアンド回路であり、それぞれの一方の入
力端子には、コンパレータ３８のＡ＞Ｂ出力端子
およびＡ＜Ｂ出力端子が接続されており、それぞ
れ他方の入力端子には共通的に第４図Ｇに示すパ
ルス信号が供給されている。

上記構成により、相関検出手段１０′に含まれ
るラツチ回路３６の出力データが、ラツチ回路３
７に記憶され、さらに、ラツチ回路３６のデータ
が更新されたとき、このデータＡと、前に記憶さ
れたデータＢがコンパレータ３８により比較さ
れ、Ａ＞Ｂのときアンド回路３９の出力端にパル
スが発生し、Ａ＜Ｂのときアンド回路４０の出力
端にパルスが発生する。従つて、ラツチ回路３
７、コンパレータ３８およびアンド回路３９およ
び４０は第１図のピーク検出手段１５に含まれる
微分回路２９、正、負パルス検出回路３１，３
０、および波形整形回路，２２および２３、
インバータ２６に代替可能なものであり、アンド
回路３９の出力を第１図のフリツプフロツプ回路
２４および２５の入力CKに供給し、アンド回路
４０の出力をアンド回路２７とナンド回路２８の
共通入力端子に供給することにより、第１図の相
関検出手段１０およびピーク検出手段１５に含ま
れるアナグロ的な信号処理はすべてデジタル的に
処理することができる。なおこの場合、第４図Ｅ
に示したクロツクの周期と第２図ｄに示したクロ
ツクの周期は等しく、他のクロツクもそれに対
応しているものとする。

第５図は本発明による音声信号の基本周期抽出
装置の一実施例を示す回路構成図である。第１図
と同機能のものには同番号を附して重複した説明
は省略する。

第５図において、４１は第１図の転送手段８よ
りも段数の多い転送手段である。４２は転送手段
４１の並列出力Q₁〜Q₂₃がその入力D₁〜D₂₃に供
給され、ピーク検出手段１５よりのラツチ信号が
ラツチ信号入力端子Ｇに供給され、クロツク端子
CKに後述のシフトクロツクが供給されるラツチ
転送手段である。転送手段４１およびラツチ転送
手段４２のそれぞれの出力の一部の所定ビツトが
その一致、不一致を検出されるべく相関検出手段
１０の一致検出回路１１_１〜１１₁₆に接続されて
いる。４３は補正手段であり、計数回路４４、イ
ンバータ４５、ラツチ回路４６、加算器４７、
加算器４８、可逆カウンタ４９、フリツプフロ
ツプ回路５０およびナンドゲート５１より構成さ
れている。５２〜５６は所定のクロツク信号が供
給されるクロツク入力端子である。

上記構成の音声信号の基本周期抽出装置の動作
を第６図のタイミング図とともに説明する。

なお第６図のタイミング図は、第２図のタイミ
ング図のｄに示したクロツクが第６図Ｂのクロ
ツクと同一のものであり、その他のクロツクも
それに対応しているものとする。さらに、第２図
の入力信号ａに対して、時間t₂₇の時ラツチ信号
ｈが発生しているが、このラツチ信号が第６図に
おいて、時間t₁の時発生するラツチ信号Ｃとして
示してある。

クロツク端子５２に第６図Ｂに示すクロツク信
号クロツクが供給されており、まず比較手段
２、転送手段４１、ラツチ転送手段４２、相関検
出手段１０およびピーク検出手段１５により、第
１図と同様クロツクに同期してラツチ信号が第
６図ｃに示すように時間t₁で発生したとする。こ
のラツチ信号はラツチ転送手段４２のラツチ信号
入力端子Ｇに供給され、ラツチ転送手段４２は転
送手段４１の出力Q₁〜Q₂₃をラツチする。第５図
では、相関検出手段１０に含まれる一致検出手段
１１_１〜１１₁₆への入力ビツトが第１図のそれと
は異つている。一致検出手段１１_１〜１１₁₆のそ
れぞれの一方の入力端子には転送手段４１の出力
Q₃〜Q₁₈が接続され、それぞれの他方の入力端子
にはラツチ転送手段４２の出力Q₈〜Q₂₃が接続さ
れている。一方、相関検出手段１０およびピーク
検出手段１５により、第２図にも示したようにラ
ツチ信号は相関のピークが発生してからクロツク
の１周期後に発生するから、ピーク発生時点の
転送手段４１の出力Q₄〜Q₁₉をラツチ転送手段４
２の出力Q₈〜Q₂₃と同一にするため、ラツチ転送
手段４２のラツチしたデータをシフトしなければ
ならない。この時のシフトクロツクは上記から解
るように４クロツク必要である。このシフトクロ
ツクは補正手段４３から供給される。このシフト
クロツクの数は、入力音声信号の基本周期の変化
に対応して制御されている。すなわち、基本周期
の変化が無い時にはその数は上述のように“４”
となり、基本周期が短くなれば“４”よりも少な
くなり、基本周期が長くなれば“４”よりも多く
なるようにしている。なぜなら、基本周期が一定
であればシフトクロツク数を“４”にして上述の
ように、相関のピーク発生時点のデータがラツチ
転送手段４２の出力Q₈〜Q₂₃となるようにすれば
ピーク検出手段１５の出力であるラツチ信号の位
相は入力信号に対して一定になるが、基本周期が
短かくなつたときに、やはり相関のピーク発生時
点のデータをラツチ転送手段４２の出力Q₈〜Q₂₃
となるようにしていると、次のラツチ信号の位相
は入力音声信号に対して遅れる。これを避けるた
めに、上記のシフトクロツク数を“４”よりも少
なくして、ピーク発生時点よりも前のデータがラ
ツチ転送手段４２の出力Q₈〜Q₂₃に現われるよう
にする。これに反して入力音声信号の基本周期が
長くなつたときは、シフトクロツク数を“４”よ
りも多くして、ピーク検出手段１５の出力である
ラツチ信号の位相が入力音声信号に対してほぼ一
定となるようにしている。

補正手段４３に含まれる計数回路４４の入力
CKには、転送手段４１の入力CKに供給されるク
ロツク信号クロツクと同じものが供給され、第
６図に示すラツチ信号が発生した時間t₁における
計数回路４４の内容はラツチ信号の発生間隔すな
わち入力音声信号の基本周期に対応している。こ
の基本周期に対応した計数値は更新した計数値と
比較するため、インバータ４５を介してラツチ回
路４６に記憶されている。更新した計数値は加算
器４７のＡ入力に、旧計数値は各ビツトが反転
されて加算器４７のＢ入力に供給されている。
従つて加算器４７の出力は入力音声信号の基本
周期の変化に対応している。この出力Q₁〜Q₄は
さらに、加算器４８のＡ入力に供給されてお
り、加算器４８のＢ入力には所定の一定値ここ
では“５”が供給されている。入力音声信号の基
本周期に変化が無い時には、加算器４６の出力
は上記から解るように“15”となり、加算器４
７の出力は“４”となる。基本周期が短くなる
と、“４”よりも少なくなり、基本周期が長くな
ると“４”よりも多くなる。この加算器４７の
出力は可逆カウンタ４９に供給されており、可逆
カウンタ４９の入力LDに供給される第６図Ｄの
クロツクの信号によりロードされる。次いでク
ロツク入力端子５４に供給される第６図Ｅに示す
クロツクによりフリツプフロツプ５０がセツト
されその出力Ｑが第６図Ｇに示すように“Ｈ”と
なる。この“Ｈ”信号はナンドゲート５１を開
き、クロツク入力端子５３に供給されている第６
図Ａに示すクロツクが可逆カウンタ４９のCK
入力に供給されるとともに、ラツチ転送手段４２
の入力CKにも供給される。可逆カウンタ４９は
減算カウンタとして動作し、計数値が“０”に達
すると出力Ｃから第６図Ｊに示すようにキヤリー
信号が出てフリツプフロツプ５０をリセツトす
る。そうするとナンドゲート５１も閉じられてク
ロツクの可逆カウンタ４９およびラツチ転送手
段４２への供給が終了する。なおフリツプフロツ
プ回路回路５０をセツトしたクロツクは、ラツ
チ回路４６の入力Ｇにも供給され、次の演算のた
め更新された計数回路４４の計数値をラツチ回路
４６に記憶させる。なお第６図Ｆに示すクロツク
はクロツク入力端子５６に供給され、計数回路
４４のCLR端子に加わり計数回路４４をクリア
して次の計数に備える。

以上のように補正手段４３は、入力音声信号の
基本周期の変化に対応した数のシフトクロツクを
発生し、このシフトクロツクはラツチ転送手段４
２のラツチデータをシフトさせる。そして入力音
声信号の基本周期が変化しても、ピーク検出手段
１５の出力ラツチ信号の位相は入力信号に対し
て、ほぼ一定になるよう動作する。

なお実施例では、転送手段４１のCK入力と計
数回路４４のCK入力には同一のクロツクを供給
したが同一のものに限定する必要はない。さらに
計数回路４４、ラツチ回路、加算器４７および
加算器４８等は４ビツトとして説明したが、こ
れは、転送手段４１およびラツチ転送手段４２の
相関検出ビツト数１６とし、転送手段４１および
計数回路４４のクロツクに同一のものを使用し
て、音声信号の基本周期がこのクロツクの１６
周期分より短いとしたからであり、上記相関検出
ビツト数の増加およびクロツクの周期の短縮に
対応して増加させることが必要である。

さらに、加算器４８の一方の入力Ｂには一定
値として“５”を供給したが、これは、転送手段
４１およびラツチ転送手段４２の出力ビツトの一
致検出回路への接続状態により決められるもので
接続状態に対応してプリセツトされるものであ
る。

以上説明したように、本発明によれば、入力音
声信号をその極性に対応して“１”，“０”の２値
信号に変換した後、転送手段によりサンプリング
し、転送し、一方、時間的に前のサンプリングデ
ータをラツチ手段により記憶しておき、上記転送
手段によるデータの転送中に、上記記憶していた
データとの相関を検出し、そのピークの発生ごと
に上記記憶データを更新し、この更新信号を入力
音声信号の基本周期信号とし、さらに、この更新
信号の発生間隔を計測しておき、その変化に対応
して上記記憶データをシフトして、上記相関のピ
ークの発生が入力音声信号に対して、常に同位相
で発生するよう構成したものである。従つて、音
声信号の基本周期の抽出に、従来のように低域濾
波器を用いる必要がないので、抽出した基本周期
信号の位相は、入力音声信号の周波数が変化して
も、入力信号に対して変化しないという特徴があ
る。このような基本周期信号は音声信号の処理、
例えば音声信号の基本周期に同期して波形伸長処
理あるいは波形圧縮処理等に極めて有用である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による音声信号の基本周期抽出
装置の基本構成を示す回路構成図、第２図はその
動作例を示すタイミング図、第３図は本発明によ
る音声信号の基本周期抽出装置の基本構成の他の
例を示す回路構成図、第４図はそれに用いられる
クロツク信号のタイミング図、第５図は本発明に
よる音声信号の基本周期抽出装置の一実施例を示
す回路構成図、第６図はその動作例を示すタイミ
ング図である。 ２……２値変換手段、８……転送手段、９……
ラツチ手段、１０……相関検出手段、１５……ピ
ーク検出手段、４１……転送手段、４２……ラツ
チ転送手段、４３……補正手段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を２値信号に変換する２値変換手段
   と、上記２値変換手段の出力と所定のクロツク信
   号が供給され、上記２値変換手段の出力を順次サ
   ンプリングし転送する転送手段と、上記転送手段
   の並列出力が入力され、ラツチ信号により上記入
   力信号をラツチし、シフトパルスによりラツチデ
   ータをシフトするラツチ転送手段と、上記ラツチ
   転送手段の並列出力の一部と、上記転送手段の並
   列出力の一部の相関を検出する相関検出手段と、
   上記相関検出手段の出力が供給されその極大値の
   発生を検出するピーク検出手段と、上記ピーク検
   出手段の出力と所定のクロツク信号が供給され、
   ピーク検出手段の出力信号の発生間隔の変化に対
   応して所定数のパルスを発生する補正手段とによ
   り構成され、上記補正手段の出力パルスを前記ラ
   ツチ転送手段のシフトパルスとして前記ラツチ転
   送手段に供給し、前記ピーク検出手段の出力信号
   を前記ラツチ転送手段のラツチ信号として供給す
   るとともに、音声信号の基本周期信号として抽出
   することを特徴とする音声信号の基本周期抽出装
   置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、相関
   検出手段が、ラツチ転送手段の並列出力および転
   送手段の並列出力の所定の対応ビツトの出力信号
   が入力される複数個の一致検出回路と、該複数個
   の一致検出回路の出力のうちの一致出力の総和を
   検出する演算回路とにより構成されていることを
   特徴とする音声信号の基本周期抽出装置。 ３ 特許請求の範囲第１項の記載において、補正
   手段は、ピーク検出手段の出力信号の発生間隔が
   長くなつた時に、短くなつた時より多くのシフト
   パルスを発生するよう構成したことを特徴とする
   音声信号の基本周期抽出装置。