JPS623673B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS623673B2 JPS623673B2 JP53043166A JP4316678A JPS623673B2 JP S623673 B2 JPS623673 B2 JP S623673B2 JP 53043166 A JP53043166 A JP 53043166A JP 4316678 A JP4316678 A JP 4316678A JP S623673 B2 JPS623673 B2 JP S623673B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- position detection
- circuit
- voltage
- motor
- terminal voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 28
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 14
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は無整流子電動機の回転子の位置を検出
する回路に係り、詳しくは無整流子電動機の電機
子巻線に誘起される速度起電力を利用した逆起電
圧位置検出回路に関する。
する回路に係り、詳しくは無整流子電動機の電機
子巻線に誘起される速度起電力を利用した逆起電
圧位置検出回路に関する。
最近、無整流子電動機の回転子位置を検出する
手段として、保守の容易さ、信頼性等の点から、
従来のホール素子や光のセンサーなどの位置検出
機能を時に設けないで、電機子端子電圧から回転
子位置検出信号を直接得る方法が種々提案されて
いる。第１図及び第２図はその一方式を説明する
ものである。第１図において、１は３相120゜通
電形インバータ（以後単にインバータと呼ぶ）、
２は同期電動機であり、電機子巻線３及び界磁回
転子４から成る。そして回転子４の位置を検出す
るものが、ローパスフイルター５及びコンパレー
タ６である。すなわち、同期電動機２の電機子端
子電圧ＶA，ＶB，ＶC、及び電機子中性点電圧ＶN
をローパスフイルター５にそれぞれ通過させるこ
とによつて、それぞれに対してほぼ90゜位相の遅
れた電圧ｖA，ｖB，ｖC及びｖNを形成し、次にコ
ンパレータ６にて前記のｖA〜ｖCとｖNとを比較
することによつて回転子位置検出信号としての３
相方形波信号A0〜C0を得る構成である。この回
転子位置検出信号A0〜C0は次に分配回路７にて
インバータ１を構成するサイリスタ群Th1〜Th6
に対する位置検出信号として適当に振り分けら
れ、ゲート回路８を介してインバータ１を制御
し、無整流子電動機としての運転が行なわれる。
手段として、保守の容易さ、信頼性等の点から、
従来のホール素子や光のセンサーなどの位置検出
機能を時に設けないで、電機子端子電圧から回転
子位置検出信号を直接得る方法が種々提案されて
いる。第１図及び第２図はその一方式を説明する
ものである。第１図において、１は３相120゜通
電形インバータ（以後単にインバータと呼ぶ）、
２は同期電動機であり、電機子巻線３及び界磁回
転子４から成る。そして回転子４の位置を検出す
るものが、ローパスフイルター５及びコンパレー
タ６である。すなわち、同期電動機２の電機子端
子電圧ＶA，ＶB，ＶC、及び電機子中性点電圧ＶN
をローパスフイルター５にそれぞれ通過させるこ
とによつて、それぞれに対してほぼ90゜位相の遅
れた電圧ｖA，ｖB，ｖC及びｖNを形成し、次にコ
ンパレータ６にて前記のｖA〜ｖCとｖNとを比較
することによつて回転子位置検出信号としての３
相方形波信号A0〜C0を得る構成である。この回
転子位置検出信号A0〜C0は次に分配回路７にて
インバータ１を構成するサイリスタ群Th1〜Th6
に対する位置検出信号として適当に振り分けら
れ、ゲート回路８を介してインバータ１を制御
し、無整流子電動機としての運転が行なわれる。
第２図は前記の回転子位置検出信号A0に関し
て、第１図各部の電圧及び信号の時間関係を示し
たものである。第２図ａの実線は電機子端子電圧
ＶB、及び電機子中性点電圧ＶNを示し、また同図
ｂは、ローパスフイルター５の出力として前記Ｖ
B及びＶNに対してほぼ90゜位相の遅れた電圧ｖB
及びｖNを示す。そして前記ｖB及びｖNをコンパ
レータ６にて比較して得られた回転子位置検出信
号A0が第２図ｃである。
て、第１図各部の電圧及び信号の時間関係を示し
たものである。第２図ａの実線は電機子端子電圧
ＶB、及び電機子中性点電圧ＶNを示し、また同図
ｂは、ローパスフイルター５の出力として前記Ｖ
B及びＶNに対してほぼ90゜位相の遅れた電圧ｖB
及びｖNを示す。そして前記ｖB及びｖNをコンパ
レータ６にて比較して得られた回転子位置検出信
号A0が第２図ｃである。
以上の逆起電圧位置検出法において、インバー
タ１をパルス幅変調型のインバータとして、イン
バータ１の出力電圧を調整して無整流子電動機の
回転数制御を行なう場合では、例えばインバータ
１を構成するサイリスタ群Th1〜Th6のうち、直
流電源９の負電位側に接続されたサイリスタTh4
〜Th6のそれぞれの120゜の通電期間をパルス変
変調するものでは、電機子端子電圧ＶA〜ＶCは、
第２図ａのＶBに破線で示した如く、サイリスタ
Th4〜Th6のスイツチングに従つてスパイク状の
電圧が発生する。この為、前記のｖA〜ｖC及びｖ
Nは歪んだ波形となり、正確な位置検出信号を得
ることは困難であり、無整流子電動機としての運
転が不能となる。
タ１をパルス幅変調型のインバータとして、イン
バータ１の出力電圧を調整して無整流子電動機の
回転数制御を行なう場合では、例えばインバータ
１を構成するサイリスタ群Th1〜Th6のうち、直
流電源９の負電位側に接続されたサイリスタTh4
〜Th6のそれぞれの120゜の通電期間をパルス変
変調するものでは、電機子端子電圧ＶA〜ＶCは、
第２図ａのＶBに破線で示した如く、サイリスタ
Th4〜Th6のスイツチングに従つてスパイク状の
電圧が発生する。この為、前記のｖA〜ｖC及びｖ
Nは歪んだ波形となり、正確な位置検出信号を得
ることは困難であり、無整流子電動機としての運
転が不能となる。
本発明の目的は上述の従来の逆起電圧位置検出
法のもつ欠点をなくし、パルス幅変調型のインバ
ータで電動機を駆動する場合においても、正確に
回転子位置を検出し得る逆起電圧位置検出法を提
供するにある。
法のもつ欠点をなくし、パルス幅変調型のインバ
ータで電動機を駆動する場合においても、正確に
回転子位置を検出し得る逆起電圧位置検出法を提
供するにある。
本発明は、インバータを構成するサイリスタが
パルス幅変調を受けることによつて、電機子端子
電圧に現われるスパイク状電圧を取り除き、その
後にローパスフイルターの入力とするようにした
もである。
パルス幅変調を受けることによつて、電機子端子
電圧に現われるスパイク状電圧を取り除き、その
後にローパスフイルターの入力とするようにした
もである。
以下、本発明の一実施例について第３図及び第
４図を用いて説明する。第３図は回路構成を示
し、第１図で示した従来のものと同じ構成部分に
ついては一部省略している。そしてインバータ１
はパルス幅変調型であり、サイリスタTh4〜Th6
のそれぞれの120゜の通電期間がパルス幅変調を
受けるものとしている。第４図は第３図での各部
の波形の時間関係を示している。
４図を用いて説明する。第３図は回路構成を示
し、第１図で示した従来のものと同じ構成部分に
ついては一部省略している。そしてインバータ１
はパルス幅変調型であり、サイリスタTh4〜Th6
のそれぞれの120゜の通電期間がパルス幅変調を
受けるものとしている。第４図は第３図での各部
の波形の時間関係を示している。
第３図において１０は波形整形回路であり、前
記のサイリスタTh4〜Th6のスイツチングによつ
て電機子端子電圧ＶA〜ＶCに現われるスパイク状
電圧を取り除くものである。該波形整形回路１０
は図示の如く、抵抗R1〜R6，R7〜R9及びトラン
ジスタTR1〜TR3から構成される。そして前記ト
ランジスタTR1〜TR3はそれぞれ、サイリスタ
Th5，Th6及びTh4に対する120゜の通電幅をもつ
後述の位置検出信号B-，C-及びA-に従つてスイ
ツチングが行なわれる。第３図において１１はバ
ツフアー回路であり、波形整形回路１０の出力Ｖ
A1〜ＶC1を次段のローパスフイルター１２に伝達
する。該ローパスフイルター１２は抵抗R10〜
R12、コンデンサC1〜C3及び抵抗R13〜R15、コン
デンサC4から構成され、ＶA1〜ＶC1に対してほぼ
90゜位相の遅れた信号ｖA1〜ｖC1を形成すると共
に、前記ＶA1〜ＶC1に対する中性点電圧Ｖに対し
てほぼ90゜位相の遅れた信号ｖN1を形成する。１
３はコンパレータであり、前記のｖA1〜ｖC1とｖ
N1を比較し、180゜の通電幅をもつ方形波信号A0
〜C0を出力する。そして該方形波信号A0〜C0は
NOT回路１４〜１６及びAND回路１７〜２２で
構成された分配回路７に伝送されて、サイリスタ
Th1〜Th3，Th4〜Th6に対する位置検出信号A+
〜C+，A-〜C-が形成される。そして前述の如
く、Th4〜Th6に対する位置検出信号A-〜C-は同
時に前記のトランジスタTR1〜TR3に対するベー
ス信号となる。
記のサイリスタTh4〜Th6のスイツチングによつ
て電機子端子電圧ＶA〜ＶCに現われるスパイク状
電圧を取り除くものである。該波形整形回路１０
は図示の如く、抵抗R1〜R6，R7〜R9及びトラン
ジスタTR1〜TR3から構成される。そして前記ト
ランジスタTR1〜TR3はそれぞれ、サイリスタ
Th5，Th6及びTh4に対する120゜の通電幅をもつ
後述の位置検出信号B-，C-及びA-に従つてスイ
ツチングが行なわれる。第３図において１１はバ
ツフアー回路であり、波形整形回路１０の出力Ｖ
A1〜ＶC1を次段のローパスフイルター１２に伝達
する。該ローパスフイルター１２は抵抗R10〜
R12、コンデンサC1〜C3及び抵抗R13〜R15、コン
デンサC4から構成され、ＶA1〜ＶC1に対してほぼ
90゜位相の遅れた信号ｖA1〜ｖC1を形成すると共
に、前記ＶA1〜ＶC1に対する中性点電圧Ｖに対し
てほぼ90゜位相の遅れた信号ｖN1を形成する。１
３はコンパレータであり、前記のｖA1〜ｖC1とｖ
N1を比較し、180゜の通電幅をもつ方形波信号A0
〜C0を出力する。そして該方形波信号A0〜C0は
NOT回路１４〜１６及びAND回路１７〜２２で
構成された分配回路７に伝送されて、サイリスタ
Th1〜Th3，Th4〜Th6に対する位置検出信号A+
〜C+，A-〜C-が形成される。そして前述の如
く、Th4〜Th6に対する位置検出信号A-〜C-は同
時に前記のトランジスタTR1〜TR3に対するベー
ス信号となる。
以上の本発明の一実施例について理解を容易に
するため、第４図により以下に詳述する。第４図
ａは電機子端子電圧ＶBを示し、該ＶBはサイリス
タTh2の120゜のオン期間では直流電源９の出力
電圧Ｅdにほぼ等しい。そしてパルス幅変調を受
けたサイリスタTh5のオン及びオフにしたがつて
前記ＶBは零電位及び前記Ｅdの電圧となる。次に
前記電機子端子電圧ＶBを第３図で示した波形整
形回路１０を通過させることにより第４図ｂの波
形が得られる。すなわち、波形整形回路１０中の
トランジスタTR1はサイリスタTh5に対する位置
検出信号B-（第４図ｆ）の120゜の通電幅の期間
のみ導通状態となり、前記ＶB1をこの期間ほぼ零
電位とする。そして前記ＶB1は前記の120°の通
電幅の期間以外では前記トランジスタTR1が非導
通状態となることから、ＶB1＝ＶB・R2／（R1＋
R2）となる。ＶA1及びＶC1についても、それぞれ
ＶA及びＶCから波形整形回路１０を通してＶB1と
同様にして得られる。
するため、第４図により以下に詳述する。第４図
ａは電機子端子電圧ＶBを示し、該ＶBはサイリス
タTh2の120゜のオン期間では直流電源９の出力
電圧Ｅdにほぼ等しい。そしてパルス幅変調を受
けたサイリスタTh5のオン及びオフにしたがつて
前記ＶBは零電位及び前記Ｅdの電圧となる。次に
前記電機子端子電圧ＶBを第３図で示した波形整
形回路１０を通過させることにより第４図ｂの波
形が得られる。すなわち、波形整形回路１０中の
トランジスタTR1はサイリスタTh5に対する位置
検出信号B-（第４図ｆ）の120゜の通電幅の期間
のみ導通状態となり、前記ＶB1をこの期間ほぼ零
電位とする。そして前記ＶB1は前記の120°の通
電幅の期間以外では前記トランジスタTR1が非導
通状態となることから、ＶB1＝ＶB・R2／（R1＋
R2）となる。ＶA1及びＶC1についても、それぞれ
ＶA及びＶCから波形整形回路１０を通してＶB1と
同様にして得られる。
第４図Ｃは前記ＶA1〜ＶC1をローパスフイルタ
ー１２を通して得られた波形ｖA1〜ｖC1及びｖN1
を示すもので、例えばｖB1は前記ＶB1に対してほ
ぼ90゜位相の遅れた信号である。第４図ｄはｖA1
〜ｖC1をｖN1とコンパレータ１３にて比較して得
られた信号A0〜C0を示し、該A0，B0及びC0はそ
れぞれ前記ｖB1，ｖC1及びＶA1とｖN1との比較で
得られる。第４図ｅ及びｆは前記A0〜C0から分
配回路７によつて形成されたサイリスタTh1〜
Th6に対する位置検出信号である。
ー１２を通して得られた波形ｖA1〜ｖC1及びｖN1
を示すもので、例えばｖB1は前記ＶB1に対してほ
ぼ90゜位相の遅れた信号である。第４図ｄはｖA1
〜ｖC1をｖN1とコンパレータ１３にて比較して得
られた信号A0〜C0を示し、該A0，B0及びC0はそ
れぞれ前記ｖB1，ｖC1及びＶA1とｖN1との比較で
得られる。第４図ｅ及びｆは前記A0〜C0から分
配回路７によつて形成されたサイリスタTh1〜
Th6に対する位置検出信号である。
以上の如く、本発明の一実施例ではインバータ
１の直流電源９の負電位側サイリスタTh4〜Th6
がパルス幅変調された無整流子電動機における回
転子位置検出法として、電機子端子電圧ＶA〜ＶC
に現われるスパイク状電圧を、前記サイリスタ
Th4〜Th6に対する位置検出信号をベース信号と
したトランジスタTR1〜TR3によつて取り除く波
形整形回路を有している。この為ローパスフイル
ター１２の出力ｖA1〜ｖC1及びｖN1には前記スパ
イク状電圧の影響を受けることがなく、正確な位
置検出信号を得ることができる。
１の直流電源９の負電位側サイリスタTh4〜Th6
がパルス幅変調された無整流子電動機における回
転子位置検出法として、電機子端子電圧ＶA〜ＶC
に現われるスパイク状電圧を、前記サイリスタ
Th4〜Th6に対する位置検出信号をベース信号と
したトランジスタTR1〜TR3によつて取り除く波
形整形回路を有している。この為ローパスフイル
ター１２の出力ｖA1〜ｖC1及びｖN1には前記スパ
イク状電圧の影響を受けることがなく、正確な位
置検出信号を得ることができる。
インバータ１の直流電源９の正電位側に接続さ
れたサイリスタTh1〜Th3がパルス幅変調を受け
る場合においても、波形整形回路１０を変更する
ことによつて本発明を適用できる。第５図はその
一実施例として波形整形回路についてのみ示して
いる。すなわち、第５図において１４〜１６はア
ナログマルチブレクサーであり、１４について説
明すれば入力端子１７及び１８に加えられた２種
の入力信号を１９に加えた信号に応じて出力２０
に選択的に伝送するものである。そして１７には
電機子端子電圧ＶBを抵抗R16とR17にて分圧した
電圧を、また１８には前記直流電源９の出力電圧
ＥdをR22とR23で分圧した電圧を加え、１９には
インバータ１を構成するサイリスタTh2に対する
120゜の通電幅をもつ位置検出信号を加える。
れたサイリスタTh1〜Th3がパルス幅変調を受け
る場合においても、波形整形回路１０を変更する
ことによつて本発明を適用できる。第５図はその
一実施例として波形整形回路についてのみ示して
いる。すなわち、第５図において１４〜１６はア
ナログマルチブレクサーであり、１４について説
明すれば入力端子１７及び１８に加えられた２種
の入力信号を１９に加えた信号に応じて出力２０
に選択的に伝送するものである。そして１７には
電機子端子電圧ＶBを抵抗R16とR17にて分圧した
電圧を、また１８には前記直流電源９の出力電圧
ＥdをR22とR23で分圧した電圧を加え、１９には
インバータ１を構成するサイリスタTh2に対する
120゜の通電幅をもつ位置検出信号を加える。
第６図は電機子端子電圧ＶBとアナログマルチ
プレクサ１４の出力ＶB2及びTh2に対する位置検
出信号B+を示している。すなわち、アナログマ
ルチプレクサー１４はB+の120゜の通電期間は１
８の電圧を、また120゜の通電期間以外は１７の
電圧を出力２０に伝送し、その結果出力２０の電
圧ＶB2は前記120゜の通電期間に電機子端子電圧
ＶBに現われるスパイク状電圧が取り除かれた波
形となる。
プレクサ１４の出力ＶB2及びTh2に対する位置検
出信号B+を示している。すなわち、アナログマ
ルチプレクサー１４はB+の120゜の通電期間は１
８の電圧を、また120゜の通電期間以外は１７の
電圧を出力２０に伝送し、その結果出力２０の電
圧ＶB2は前記120゜の通電期間に電機子端子電圧
ＶBに現われるスパイク状電圧が取り除かれた波
形となる。
以上の如く、本発明の逆起電圧位置検出法で
は、無整流子電動機を構成するインバータがパル
ス幅変調型であつても、電機子端子電圧を波形整
形することによつて、パルス幅変調によつて電機
子端子電圧に現われるスパイク状電圧を取り除く
ことが可能となり、正常な位置検出信号を得るこ
とができる。
は、無整流子電動機を構成するインバータがパル
ス幅変調型であつても、電機子端子電圧を波形整
形することによつて、パルス幅変調によつて電機
子端子電圧に現われるスパイク状電圧を取り除く
ことが可能となり、正常な位置検出信号を得るこ
とができる。
第１図は従来の逆起電圧位置検出回路構成図、
第２図は第１図の動作説明図、第３図は本発明の
一実施例、第４図は第３図の動作説明のためのタ
イムチヤート、第５図は本発明の他の実施例、第
６図は第５図の動作説明のためのタイムチヤート
である。 １…３相120゜通電型インバータ、２…同相電
動機、５，１２…ローパスフイルター、６，１３
…コンパレータ、７…分配回路、９…直流電源、
１０…波形整形回路、１４〜１６…アナログマル
チプレクサー、ＶA，ＶB，ＶC…電機子端子電
圧、ＶN…電機子中性点電圧、Th1〜Th6…サイリ
スタ、R1〜R23…抵抗、C1〜C4…コンデンサ、
TR1〜TR3…トランジスタ。
第２図は第１図の動作説明図、第３図は本発明の
一実施例、第４図は第３図の動作説明のためのタ
イムチヤート、第５図は本発明の他の実施例、第
６図は第５図の動作説明のためのタイムチヤート
である。 １…３相120゜通電型インバータ、２…同相電
動機、５，１２…ローパスフイルター、６，１３
…コンパレータ、７…分配回路、９…直流電源、
１０…波形整形回路、１４〜１６…アナログマル
チプレクサー、ＶA，ＶB，ＶC…電機子端子電
圧、ＶN…電機子中性点電圧、Th1〜Th6…サイリ
スタ、R1〜R23…抵抗、C1〜C4…コンデンサ、
TR1〜TR3…トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ パルス幅変調方式インバータによつて駆動さ
れる電動機の回転子の位置を電動機の電機子端子
電圧を原信号としてフイルタ回路とコンパレータ
を通して検出するものにおいて、前記フイルタ回
路の入力側に前記電機子端子電圧を波形成形する
波形成形回路を備え、この波形成形回路は、前記
回転子の位置検出信号に応動するトランジスタお
よび複数抵抗の直列回路を含んでおり、この直列
回路の少なくとも一つの抵抗に並列に前記トラン
ジスタを接続したものであることを特徴とする無
整流子電動機の回転子位置検出回路。 ２ 前記特許請求の範囲第１項に記載された波形
成形回路のトランジスタは電機子端子電圧と前記
パルス幅変調型インバータの入力直流電源電圧と
を回転子位置検出信号に応じて選択的に切り換え
るものであることを特徴とする無整流子電動機の
回転子位置検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4316678A JPS54136615A (en) | 1978-04-14 | 1978-04-14 | Rotor position detection circuit for commutatorless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4316678A JPS54136615A (en) | 1978-04-14 | 1978-04-14 | Rotor position detection circuit for commutatorless motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54136615A JPS54136615A (en) | 1979-10-23 |
| JPS623673B2 true JPS623673B2 (ja) | 1987-01-26 |
Family
ID=12656282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4316678A Granted JPS54136615A (en) | 1978-04-14 | 1978-04-14 | Rotor position detection circuit for commutatorless motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54136615A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0646879B2 (ja) * | 1985-09-20 | 1994-06-15 | 三洋電機株式会社 | ブラシレスモ−タ駆動装置 |
| JPH07118945B2 (ja) * | 1986-03-31 | 1995-12-18 | 愛知電機株式会社 | 同期モ−タの速度制御装置 |
| US4876491A (en) * | 1986-07-01 | 1989-10-24 | Conner Peripherals, Inc. | Method and apparatus for brushless DC motor speed control |
| US6091222A (en) * | 1997-06-30 | 2000-07-18 | Stmicroelectronics, Inc. | Statistical phase detection and go start-up algorithm |
| JP4514108B2 (ja) | 2004-05-28 | 2010-07-28 | ローム株式会社 | ブラシレスモータ駆動制御回路及びそれを用いたブラシレスモータ装置 |
| JP6988247B2 (ja) * | 2017-08-08 | 2022-01-05 | 株式会社デンソー | 回転電機の制御装置 |
-
1978
- 1978-04-14 JP JP4316678A patent/JPS54136615A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54136615A (en) | 1979-10-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4648021A (en) | Frequency doubler circuit and method | |
| US4283664A (en) | Control signal generator for the commutating device of a brushless electronics motor | |
| JP2914667B2 (ja) | Ｈ−ブリッジ段を通る電流の大きさと方向を検出する電流検出回路 | |
| JPS588239B2 (ja) | 直流ブラシレスモ−タの駆動装置 | |
| JPS623673B2 (ja) | ||
| JPH10341588A (ja) | 誘導負荷の電流ゼロ交差検出および電圧モードｐｗｍ駆動の最適化 | |
| JPH06351280A (ja) | モータの相電流検出装置 | |
| JP2000287479A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| US6979966B2 (en) | Method and device for detecting the motor position of an electric motor | |
| US7514891B2 (en) | Method and arrangement for monitoring a power output stage | |
| JP3240535B2 (ja) | モータの相電流検出装置 | |
| JPH0993948A (ja) | モータの制御装置 | |
| JP2755057B2 (ja) | 直流ブラシレスモータの駆動回路 | |
| JP3131975B2 (ja) | ディジタル三相ｐｗｍ波形発生装置 | |
| JP3305173B2 (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JPH05236785A (ja) | ブラシレスモータの駆動回路 | |
| JPH0591790A (ja) | ブラシレスモータ | |
| SU1453556A1 (ru) | Способ управлени инвертором | |
| JPH0631426Y2 (ja) | 負荷駆動回路 | |
| JPS6285689A (ja) | モ−タのドライブ回路 | |
| KR930004806Y1 (ko) | 전압형 인버터의 데드타임 보상회로 | |
| SU901904A2 (ru) | Преобразователь частоты вращени в последовательность импульсов | |
| JPH073828Y2 (ja) | オンゲ−ト回路 | |
| KR200259851Y1 (ko) | 전류리플을 방지하기 위한 대전력트랜지스터(igbt)의 데드타임 보상장치 | |
| JPS6160676B2 (ja) |