JPS6232701A - 帯域阻止ろ波器 - Google Patents
帯域阻止ろ波器Info
- Publication number
- JPS6232701A JPS6232701A JP17218285A JP17218285A JPS6232701A JP S6232701 A JPS6232701 A JP S6232701A JP 17218285 A JP17218285 A JP 17218285A JP 17218285 A JP17218285 A JP 17218285A JP S6232701 A JPS6232701 A JP S6232701A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- common
- conductor
- band
- coupling
- coaxial resonator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、テレビジョン放送装置又は一般通信装置にお
いて、不要波を除去し、又は信号波を合成し、或いは不
要波を除去すると共に、信号波を合成する場合等に用い
られる定入力インピーダンスダイプレクサ等の構成素子
として好適な帯域阻止ろ波器に関するものである。
いて、不要波を除去し、又は信号波を合成し、或いは不
要波を除去すると共に、信号波を合成する場合等に用い
られる定入力インピーダンスダイプレクサ等の構成素子
として好適な帯域阻止ろ波器に関するものである。
従来の技術
例えば、カラーテレビジョン放送装置において、音声信
号搬送波ｆ＾と映像信号搬送波ｆυとを合成するために
、従来、例えば、第１４図に示すような定入力インピー
ダンスダイプレクサが用いられている。
号搬送波ｆ＾と映像信号搬送波ｆυとを合成するために
、従来、例えば、第１４図に示すような定入力インピー
ダンスダイプレクサが用いられている。
第１４図において、ＨＹＢ、及びＨＹＢ２はハイブリッ
ド回路、ＮＦＩ及びＮＦ３はカラービート２ｆｙ −ｆ
ｓ （ｆｓはカラー副搬送波）に同調する帯域阻止ろ波
器、ＮＦ２及びＮＦ４は音声信号搬送波ｆＡに同調する
帯域阻止ろ波器で、ハイブリッド回路ＨＹＢＩの入力端
子Ｔ、に映像信号搬送波ｒｕと映像信号送信機において
発生したカラービート２ｆυ−ｆＳを加えると共に、ハ
イブリッド回路ＨＹＢ２の入力端子Ｔ２に音声信号搬送
波ｆＡを加えると、ハイブリッド回路ＨＹＢＩのアイソ
レーション端子Ｔ４に接続した無反射終端器ＲＴにカラ
ービート２ｆｖ ｆｓが吸収され、ハイブリッド回路
１（ＹＢ２のアイソレーション端子Ｔ３から映像信号搬
送波ｆｕ、！：音声信号搬送波ｆＡが合成されて取り出
される。
ド回路、ＮＦＩ及びＮＦ３はカラービート２ｆｙ −ｆ
ｓ （ｆｓはカラー副搬送波）に同調する帯域阻止ろ波
器、ＮＦ２及びＮＦ４は音声信号搬送波ｆＡに同調する
帯域阻止ろ波器で、ハイブリッド回路ＨＹＢＩの入力端
子Ｔ、に映像信号搬送波ｒｕと映像信号送信機において
発生したカラービート２ｆυ−ｆＳを加えると共に、ハ
イブリッド回路ＨＹＢ２の入力端子Ｔ２に音声信号搬送
波ｆＡを加えると、ハイブリッド回路ＨＹＢＩのアイソ
レーション端子Ｔ４に接続した無反射終端器ＲＴにカラ
ービート２ｆｖ ｆｓが吸収され、ハイブリッド回路
１（ＹＢ２のアイソレーション端子Ｔ３から映像信号搬
送波ｆｕ、！：音声信号搬送波ｆＡが合成されて取り出
される。
第１５図は、第１４図に示した帯域阻止ろ波器ＮＦ、及
びＮＦ２の具体構成の一例を示す断面図で、帯域阻止ろ
波器ＮＦＩ は、外部導体１５１、内部導体１６１及び
容量結合用プローブ１７．より成る同軸共振器を以て構
成され、カラービートに同調する。
びＮＦ２の具体構成の一例を示す断面図で、帯域阻止ろ
波器ＮＦＩ は、外部導体１５１、内部導体１６１及び
容量結合用プローブ１７．より成る同軸共振器を以て構
成され、カラービートに同調する。
帯域阻止ろ波器ＮＦ２ もまた外部導体１５２、内部導
体１６２及び容量結合用プローブ１７２ より成る同軸
共振器を以て構成され、音声信号搬送波ｆ＾に同調する
。１８は縦続接続用同軸線路である。
体１６２及び容量結合用プローブ１７２ より成る同軸
共振器を以て構成され、音声信号搬送波ｆ＾に同調する
。１８は縦続接続用同軸線路である。
帯域阻止ろ波器ＮＦ３及びＮＦ４の縦続接続回路も全く
同様の構成である。
同様の構成である。
発明が解決しようとする問題点
従来の定入力インピーダンスダイプレクサは、第１５図
に示すように、独立した帯域阻止ろ波器ＮＦ、及びＮＦ
２ を同軸線路１８を介して縦続接続した回路を２組用
いているため、部品数が多く、又、独立した帯域阻止ろ
波器間の同軸線路の長さを管内波長λｇの繕又はその奇
数倍に選ぶ必要があるので、全体の構成が複雑大型でコ
スト高となるを免れることが出来ない。
に示すように、独立した帯域阻止ろ波器ＮＦ、及びＮＦ
２ を同軸線路１８を介して縦続接続した回路を２組用
いているため、部品数が多く、又、独立した帯域阻止ろ
波器間の同軸線路の長さを管内波長λｇの繕又はその奇
数倍に選ぶ必要があるので、全体の構成が複雑大型でコ
スト高となるを免れることが出来ない。
本発明は、このような従来の欠点を除いて、例えば、定
入力インピーダンスダイプレクサを構成した場合、これ
を簡潔小形に形成し、コストを装置ならしめ得る帯域阻
止ろ波器を実現することを目的とする。
入力インピーダンスダイプレクサを構成した場合、これ
を簡潔小形に形成し、コストを装置ならしめ得る帯域阻
止ろ波器を実現することを目的とする。
問題点を解決するための手段、実施例
第１図は、本発明の一実施例を示す正面図、第２図は、
その側面図、第３図は、第２図のＢ−Ｂ断面図、第４図
は、第１図のＡ−Ａ断面図で、各図において、■は共通
外部導体、２は仕切導体板で、共通外部導体１の内部を
２室に分割する。３は空隙部、４１及び４２は内部導体
で、各軸長を管内波長入ｇのほぼ昼に形成すると共に、
各下端を短絡端に、各上端を開放端に形成し、共通外部
導体１の左半部と、仕切導体板２及び内部導体４１ に
よって共振周波数ｆ１なるλｇ／４同軸共振器を構成し
、共通外部導体１の右半部と、仕切導体板２及び内部導
体４２ によって共振周波数ｆ２なる入ｇ／４同軸共振
器を構成しである。５は共通容量結合用プローブで、内
部導体４１及び４２との間の分布容量を介して各λｇ／
４同軸共振器と外部回路とを結合する。６は共通結合導
線又は棒で、一端を共通容量結合用プローブ５に接続し
、他端を共通外部導体ｌに穿った孔隙に嵌合した絶縁体
７を通して外部へ引出しである。
その側面図、第３図は、第２図のＢ−Ｂ断面図、第４図
は、第１図のＡ−Ａ断面図で、各図において、■は共通
外部導体、２は仕切導体板で、共通外部導体１の内部を
２室に分割する。３は空隙部、４１及び４２は内部導体
で、各軸長を管内波長入ｇのほぼ昼に形成すると共に、
各下端を短絡端に、各上端を開放端に形成し、共通外部
導体１の左半部と、仕切導体板２及び内部導体４１ に
よって共振周波数ｆ１なるλｇ／４同軸共振器を構成し
、共通外部導体１の右半部と、仕切導体板２及び内部導
体４２ によって共振周波数ｆ２なる入ｇ／４同軸共振
器を構成しである。５は共通容量結合用プローブで、内
部導体４１及び４２との間の分布容量を介して各λｇ／
４同軸共振器と外部回路とを結合する。６は共通結合導
線又は棒で、一端を共通容量結合用プローブ５に接続し
、他端を共通外部導体ｌに穿った孔隙に嵌合した絶縁体
７を通して外部へ引出しである。
共通結合導線又は棒６は、共通容量結合用プローブ５を
そのまま延長するか、共通容量結合用プローブ５の端部
を細く形成する等の手段により共通容量結合用プローブ
５と一体に形成してもよい。
そのまま延長するか、共通容量結合用プローブ５の端部
を細く形成する等の手段により共通容量結合用プローブ
５と一体に形成してもよい。
共通容量結合用プローブ５を設けるに当って、内部導体
４１及び４２の各中心軸を含む面内における空隙部３に
設けるようにすれば、両内部導体４１及び４２との各結
合度を最も密に、かつ、等しくなし得るが、共通容量結
合用プローブ５を空隙部３から左右何れかへ適宜離れた
個所に設けて、何れか一方の内部導体との結合が密に、
他方との結合が疎になるように形成してもよい。
４１及び４２の各中心軸を含む面内における空隙部３に
設けるようにすれば、両内部導体４１及び４２との各結
合度を最も密に、かつ、等しくなし得るが、共通容量結
合用プローブ５を空隙部３から左右何れかへ適宜離れた
個所に設けて、何れか一方の内部導体との結合が密に、
他方との結合が疎になるように形成してもよい。
空隙部３を共通外部導体１と仕切導体板２の上端との間
に設ける代りに、共通外部導体ｌの側壁と仕切導体板２
の側縁との間に設け、この空隙部に共通容量結合用プロ
ーブ５を設けるようにしてもよい。
に設ける代りに、共通外部導体ｌの側壁と仕切導体板２
の側縁との間に設け、この空隙部に共通容量結合用プロ
ーブ５を設けるようにしてもよい。
仕切導体板２の周縁をすべて共通外部導体１の内壁に密
着せしめて共通外部導体１内を完全に２室に分割すると
共に、仕切導体板２の適宜個所に窓を穿ち、この窓の周
縁と接触することのないようにして窓の部分に共通容量
結合用プローブ５を設けるようにしても本発明を実施す
ることが出来る。
着せしめて共通外部導体１内を完全に２室に分割すると
共に、仕切導体板２の適宜個所に窓を穿ち、この窓の周
縁と接触することのないようにして窓の部分に共通容量
結合用プローブ５を設けるようにしても本発明を実施す
ることが出来る。
尚、図には示していないが、共通容量結合用プローブ５
及び共通結合導線又は棒６と、共通外部導体ｌ及び仕切
導体板２間に適当な絶縁物を介在せしめて一体に固着す
ることにより、電気的絶縁を確実に保つと共に、機械的
強度を高めることが出来る。
及び共通結合導線又は棒６と、共通外部導体ｌ及び仕切
導体板２間に適当な絶縁物を介在せしめて一体に固着す
ることにより、電気的絶縁を確実に保つと共に、機械的
強度を高めることが出来る。
外部回路との結合素子として上記のような共通容量結合
用プローブ５を用いる代りに、第５図に要部を示すよう
に、はぼλｇ／４の長さの共通磁気結合用ループ８を設
けるか、第６図に要部を示すように、何れか一方の内部
導体、例えば、４１との結合素子としてほぼλｇ／４の
長さの磁気結合用ループ９を設け、他方の内部導体４２
との結合素子として、棒状又は板状の容量結合用プロー
ブ１０を設けるか、或は、第７図に要部を示すように、
内部導体４１及び４２と各別に結合するほぼλｇ／４の
長さの磁気結合用ループ１１１及び１１２を設けるよう
にしてもよい。
用プローブ５を用いる代りに、第５図に要部を示すよう
に、はぼλｇ／４の長さの共通磁気結合用ループ８を設
けるか、第６図に要部を示すように、何れか一方の内部
導体、例えば、４１との結合素子としてほぼλｇ／４の
長さの磁気結合用ループ９を設け、他方の内部導体４２
との結合素子として、棒状又は板状の容量結合用プロー
ブ１０を設けるか、或は、第７図に要部を示すように、
内部導体４１及び４２と各別に結合するほぼλｇ／４の
長さの磁気結合用ループ１１１及び１１２を設けるよう
にしてもよい。
上記何れの実施例においても、結合素子が容量結合用プ
ローブの場合は、内部導体との間の分布容量を変化せし
めることにより、磁気結合用ループの場合は、磁界との
交鎖面積を変えることによって、結合度を適宜調整し得
ること勿論である。尚、第５図乃至第７図における他の
符号は、第３図と同様である。
ローブの場合は、内部導体との間の分布容量を変化せし
めることにより、磁気結合用ループの場合は、磁界との
交鎖面積を変えることによって、結合度を適宜調整し得
ること勿論である。尚、第５図乃至第７図における他の
符号は、第３図と同様である。
第１図乃至第４図には、本発明の要旨たる部分のみを示
し、共振周波数微細調整素子等のように従来と同様の構
成部分は、これを図示するのを省いである。
し、共振周波数微細調整素子等のように従来と同様の構
成部分は、これを図示するのを省いである。
次に、第１図乃至第７図において、１２は同軸線路で、
共通結合導線又は棒６を線路の外部導体１３に穿った孔
隙から線路内に挿入し、その端部を線路の内部導体１４
に接続することにより、本発明帯域阻止ろ波器を外部回
路、例えば、ハイブリッド回路、サーキュレータ等に接
続する。
共通結合導線又は棒６を線路の外部導体１３に穿った孔
隙から線路内に挿入し、その端部を線路の内部導体１４
に接続することにより、本発明帯域阻止ろ波器を外部回
路、例えば、ハイブリッド回路、サーキュレータ等に接
続する。
同軸線路１２の代りに、例えば、同軸ケーブル又はスト
リップライン等の高周波用伝送線を用いてもよい。
リップライン等の高周波用伝送線を用いてもよい。
第８図は１本発明帯域阻止ろ波器のブロック図で、ＮＦ
Ｉは周波数ｆ１に減衰極を有する第１の帯域阻止ろ波器
部分で、第１図乃至第４図における共通外部導体ｌの左
半部、仕切導体板２及び内部導体４１により形成される
λｇ／４同軸共振器に対応する部分、ＮＦ２は周波数ｆ
２に減衰極を有する第２の帯域阻止ろ波器部分で、第１
図乃至第４図における共通外部導体ｌの右半部、仕切導
体板２及び内部導体４２により形成されるλｇ／４同軸
共振器に対応する部分、Ｔは外部回路との結合端子であ
る。
Ｉは周波数ｆ１に減衰極を有する第１の帯域阻止ろ波器
部分で、第１図乃至第４図における共通外部導体ｌの左
半部、仕切導体板２及び内部導体４１により形成される
λｇ／４同軸共振器に対応する部分、ＮＦ２は周波数ｆ
２に減衰極を有する第２の帯域阻止ろ波器部分で、第１
図乃至第４図における共通外部導体ｌの右半部、仕切導
体板２及び内部導体４２により形成されるλｇ／４同軸
共振器に対応する部分、Ｔは外部回路との結合端子であ
る。
第９図は、本発明帯域阻止ろ波器の等価回路図で、Ｒ１
は、第１図乃至第４図における共通外部導体１の左半部
、仕切導体板２、内部導体４１により形成される共振回
路、Ｃ１はその容量分、Ｌｌはインダクタンス分、ｒｌ
は抵抗分、Ｒ２は、共通外部導体ｌの右半部、仕切導体
板２、内部導体４２により形成される共振回路、Ｃ２は
その容量分、Ｌ２はイングクタンス分、「２は抵抗分で
ある。
は、第１図乃至第４図における共通外部導体１の左半部
、仕切導体板２、内部導体４１により形成される共振回
路、Ｃ１はその容量分、Ｌｌはインダクタンス分、ｒｌ
は抵抗分、Ｒ２は、共通外部導体ｌの右半部、仕切導体
板２、内部導体４２により形成される共振回路、Ｃ２は
その容量分、Ｌ２はイングクタンス分、「２は抵抗分で
ある。
共振回路Ｒ１のアドミタンスＹ１、共振回路Ｒ２のアド
ミタンスＹ２及びアドミタンスｔ１、Ｔ２の合成アドミ
タンスｑを理論計算により求めると、次式のとおりであ
る。
ミタンスＹ２及びアドミタンスｔ１、Ｔ２の合成アドミ
タンスｑを理論計算により求めると、次式のとおりであ
る。
Ｙ＋＝ １／ ［ｒ＋＋ｊ（ωＬ＋−ωＧ＋） ）＝
１／（ｒ＋ ＋ｊｘ１） ・・・・ （１）
Ｙ２＝ １／ （ｒ２＋ｊ（ωＬ２−ωｃ２） ）−１
／（ｒ２＋ｊｘ２） ・・・・ （２）Ｙ＝
’？＋１？２ ・・・・ （３）但し
、 ω：角周波数 ２ Ｔ ＱＬＩ ：共振回路Ｒ１の負荷Ｑ ＱＬ２ ：共振回路Ｒ２の負荷Ｑ Ｑｕ＋ ：共振回路Ｒ１の無負荷Ｑ ＱＵ２ ：共振回路Ｒ２の無負荷Ｑ ｆ ：任意の伝送周波数 ＢＷ３ド共振回路Ｒ１の３ｄＢ減衰周波数帯域幅Ｂｗ３
２：共振回路Ｒ２の３ｄＢ減衰周波数帯域幅第９図に示
した等価回路図は、（３）式から第１Ｏ図のブロック図
を以って示すことが出来、その基本マトリクスは（８）
式で表わされる。
１／（ｒ＋ ＋ｊｘ１） ・・・・ （１）
Ｙ２＝ １／ （ｒ２＋ｊ（ωＬ２−ωｃ２） ）−１
／（ｒ２＋ｊｘ２） ・・・・ （２）Ｙ＝
’？＋１？２ ・・・・ （３）但し
、 ω：角周波数 ２ Ｔ ＱＬＩ ：共振回路Ｒ１の負荷Ｑ ＱＬ２ ：共振回路Ｒ２の負荷Ｑ Ｑｕ＋ ：共振回路Ｒ１の無負荷Ｑ ＱＵ２ ：共振回路Ｒ２の無負荷Ｑ ｆ ：任意の伝送周波数 ＢＷ３ド共振回路Ｒ１の３ｄＢ減衰周波数帯域幅Ｂｗ３
２：共振回路Ｒ２の３ｄＢ減衰周波数帯域幅第９図に示
した等価回路図は、（３）式から第１Ｏ図のブロック図
を以って示すことが出来、その基本マトリクスは（８）
式で表わされる。
（８）式から第１０図における２端子対間の伝送特性は
、（９）式で求められ、デシベル表示の場合は（１０）
式で求められる。
、（９）式で求められ、デシベル表示の場合は（１０）
式で求められる。
第１Ｏ図における任意の１端子対を負荷インピーダンス
之りで終端した場合、他の端子対側から見た入力インピ
ーダンスＺＩＮは次式で求められる。
之りで終端した場合、他の端子対側から見た入力インピ
ーダンスＺＩＮは次式で求められる。
負荷インピーダンスＺＬを１とすると、したがって、入
力アドミタンスＹＩＮは、ＹＩＮ＝１＋Ｙ
・・・・ （１３）となる。
力アドミタンスＹＩＮは、ＹＩＮ＝１＋Ｙ
・・・・ （１３）となる。
第１Ｏ図に示した回路の特性アドミタンスをｔｏとする
と、この回路における入力端子の電圧反射係数ｒｒＮは
（１４）式で求められ、特性アドミタンスｔｏを１とし
た場合における電圧反射係数ｒｌＮは（１５）式で求め
られる。
と、この回路における入力端子の電圧反射係数ｒｒＮは
（１４）式で求められ、特性アドミタンスｔｏを１とし
た場合における電圧反射係数ｒｌＮは（１５）式で求め
られる。
第１１図は、本発明帯域阻止ろ波器２個をハイブリッド
回路２個と組合せて構成したグイプレクサのブロック図
で、ＮＦ＋ ２１及びＮＦ１２２は第１図乃至第１θ図
について説明した本発明帯域阻止ろ波器、ＨＹＢＩ及び
ＨＹＢ２はハイブリッド回路、Ｔ、及びＴ’ｌは入力端
子、Ｔりは出力端子、Ｔ３はアイソレーション端子、Ｔ
Ｉ、Ｔ２、Ｔｏ及びＴ１は結合端子、ＲＴは無反射終端
器である。
回路２個と組合せて構成したグイプレクサのブロック図
で、ＮＦ＋ ２１及びＮＦ１２２は第１図乃至第１θ図
について説明した本発明帯域阻止ろ波器、ＨＹＢＩ及び
ＨＹＢ２はハイブリッド回路、Ｔ、及びＴ’ｌは入力端
子、Ｔりは出力端子、Ｔ３はアイソレーション端子、Ｔ
Ｉ、Ｔ２、Ｔｏ及びＴ１は結合端子、ＲＴは無反射終端
器である。
第１２図は、第１１図におけるハイブリッド回路ＨＹＢ
、の部分を示すブロック図で、符号は第１１図と同様で
ある。
、の部分を示すブロック図で、符号は第１１図と同様で
ある。
第１２図における入力端子Ｔｏの入力電圧をＥＩＮ、結
合端子ＴＩ及びＴ２の各電圧をｉｌ及びき２、アイソレ
−ジョン端子Ｔ３の電圧をＥ３（＝０）とし、ノ＼イブ
リッド回路１（ＹＢ＋の結合係数をＣ１電気角をθとす
ると、各端子の電圧間には次式で各示される関係がある
。
合端子ＴＩ及びＴ２の各電圧をｉｌ及びき２、アイソレ
−ジョン端子Ｔ３の電圧をＥ３（＝０）とし、ノ＼イブ
リッド回路１（ＹＢ＋の結合係数をＣ１電気角をθとす
ると、各端子の電圧間には次式で各示される関係がある
。
この電圧関係から、第１２図におけるスキャタリングマ
トリクスは次式で与えられる。
トリクスは次式で与えられる。
・・・・ （１６）
但し、（１６）式は、第１２図における４端子の中、測
定端子以外の端子を無反射終端した場合、各端子におけ
る入力反射係数が零であると仮定した場合である。
定端子以外の端子を無反射終端した場合、各端子におけ
る入力反射係数が零であると仮定した場合である。
以上の関係は、第１１図におけるハイブリッド回路ＨＹ
Ｂ２についても全く同様に成立する。
Ｂ２についても全く同様に成立する。
上記の関係から第１１図におけるハイブリッド回路ＨＹ
ＢＩの端子Ｔｏに電圧ＥＩＩＩＮを印加した場合、各端
子Ｔｏ乃至Ｔ３に出力する電圧を、それぞれＥＯＯｌＥ
ＯＩ 、 ＥＯ２及びＥＯ３とすると、これらの電圧は
（１７）式で求めることが出来る。
ＢＩの端子Ｔｏに電圧ＥＩＩＩＮを印加した場合、各端
子Ｔｏ乃至Ｔ３に出力する電圧を、それぞれＥＯＯｌＥ
ＯＩ 、 ＥＯ２及びＥＯ３とすると、これらの電圧は
（１７）式で求めることが出来る。
即ち、端子ＴＩ及びＴ２の電圧食旧及びｋ。２は、次式
で求められることとなる。
で求められることとなる。
上式おける端子Ｔ１及びＴ２の電圧ＥＯＩ及びＥＯ２と
、（１５）式の電圧反射係数ｒｒＮがら端子Ｔ１及びＴ
２における反射電圧ＥＶｒＮＩ”Ｉ及びＥＶＩＮ／”２
は、それぞれ（２０）式及び（２１）式で求められる。
、（１５）式の電圧反射係数ｒｒＮがら端子Ｔ１及びＴ
２における反射電圧ＥＶｒＮＩ”Ｉ及びＥＶＩＮ／”２
は、それぞれ（２０）式及び（２１）式で求められる。
（１６）式、（２０）式及び（２１）式より第１１図に
おける回路ＨＹＢ＋の端子Ｔｏ乃至Ｔ３の反射波による
出力電圧Ｅｏｏ乃至糺は、次式で求められる。
おける回路ＨＹＢ＋の端子Ｔｏ乃至Ｔ３の反射波による
出力電圧Ｅｏｏ乃至糺は、次式で求められる。
・ ・ ・ ・ （２２）
したがって、端子Ｔｏ及びＴ３の反射波出力電圧ＥＨｒ
及びＥｏ３ｒは（２３）式及び（２４）式で求められる
。
及びＥｏ３ｒは（２３）式及び（２４）式で求められる
。
（２３） 式及Ｕ （２４） 式ニオイーｃ、ｃ尭ｘ７
ｒ２、θミπ／２ なる場合には、一般的に反射波出力
電圧は −を負υＩＮ （但し、Ｆ＝’ｆ／ （２＋：
））となる。
ｒ２、θミπ／２ なる場合には、一般的に反射波出力
電圧は −を負υＩＮ （但し、Ｆ＝’ｆ／ （２＋：
））となる。
Ｃ職ｘ／ｆＴ−及び θ鴫π／２ なるときは、Ｃ２’
＝、０．５ 及び ５ｉｎ２Ｂ ＝ １であるから、
（２３）式は、 Ｅｏｏｒ”＋ Ｏ−−−−（２３′） となり、（２４）式は、 となる。
＝、０．５ 及び ５ｉｎ２Ｂ ＝ １であるから、
（２３）式は、 Ｅｏｏｒ”＋ Ｏ−−−−（２３′） となり、（２４）式は、 となる。
第１１図における本発明帯域阻止ろ波器ＮＦ＋ ２１及
びＮＦＩ２２ の電圧伝送関数Ｔυは、（９）式より（
２５）式として求められる。尚、デシベル値で求める場
合は（１０）式を用いる。
びＮＦＩ２２ の電圧伝送関数Ｔυは、（９）式より（
２５）式として求められる。尚、デシベル値で求める場
合は（１０）式を用いる。
よって、第１１図における端子ＴＩ及びＴ２に現われた
電圧ＥＯＩ及びＥＯ２か、本発明帯域阻止ろ波器ＮＦ１
２１及びＮＦ１２２ を介してハイブリッド回路ＨＹＢ
２の端子Ｔ′ｏ及びＴ’３に達すると、端子Ｔ２及びＴ
；の入力Ｎ 圧Ｅ’Ｑ 及（Ｊ Ｅ’３ ハ、（１Ｂ）
式、（１９） 式及ヒ（２５）式から（２６）式及び（
２７）式で求められる。
電圧ＥＯＩ及びＥＯ２か、本発明帯域阻止ろ波器ＮＦ１
２１及びＮＦ１２２ を介してハイブリッド回路ＨＹＢ
２の端子Ｔ′ｏ及びＴ’３に達すると、端子Ｔ２及びＴ
；の入力Ｎ 圧Ｅ’Ｑ 及（Ｊ Ｅ’３ ハ、（１Ｂ）
式、（１９） 式及ヒ（２５）式から（２６）式及び（
２７）式で求められる。
よって、第１１図におけるハイブリッド回路ＨＹＢ２の
端子Ｔ’ｌ及びＴシの出力電圧は、（１６）式、（２６
）式及び（２７）式より（２８）式で求められる。
端子Ｔ’ｌ及びＴシの出力電圧は、（１６）式、（２６
）式及び（２７）式より（２８）式で求められる。
・ ・ ・ ・ （２８）
即ち、端子Ｔ１及び↑ンの出力電圧Ｉ：５１及びに６２
は（２９）式及び（３０）式に示すとおりになる。
は（２９）式及び（３０）式に示すとおりになる。
ハイブリッド回路における一般的な条件、即ち、ｃ：１
／ｆＨ１θ＝π／２を（２９）式に代入すると、 ＥＲ、＝。
／ｆＨ１θ＝π／２を（２９）式に代入すると、 ＥＲ、＝。
となり、このことは、端子Ｔｏと端子Ｔ′１間の減衰量
が原理的に無限大であることを示している。
が原理的に無限大であることを示している。
然しながらハイブリッド回路ＨＹＢＩ及びＩ（ＹＢ２の
各回路構成が厳密には非対称であり、帯域阻止ろ波器Ｎ
ＦＩ ２１及びＮＦ］２２ を完全に同一ならしめ得な
い等の理由から実際にはほぼ４０ｄＢ程度の減衰量とな
る。
各回路構成が厳密には非対称であり、帯域阻止ろ波器Ｎ
ＦＩ ２１及びＮＦ］２２ を完全に同一ならしめ得な
い等の理由から実際にはほぼ４０ｄＢ程度の減衰量とな
る。
又、（３０）式にハイブリッド回路における一般的な条
件、ｃｍ１７５、θ鴇π／２を代入すると、（３０）式
は、 となり・、一般的な帯域阻止ろ波器の電圧伝送特性と一
致する。
件、ｃｍ１７５、θ鴇π／２を代入すると、（３０）式
は、 となり・、一般的な帯域阻止ろ波器の電圧伝送特性と一
致する。
次に、端子Ｔｏ−Ｔ’２間の電力減衰特性は（３１）式
で求めることが出来、デシベル値で表示する場合は（１
０）式を利用して求める。
で求めることが出来、デシベル値で表示する場合は（１
０）式を利用して求める。
・・・・ （３１）
Ｃ″、１７ｎ、 θ亀π／２ なる条件を代入すると
、 （３１）式は（３２）式となる。
、 （３１）式は（３２）式となる。
第１１図の回路は対称回路であるから伝送特性も対称で
、端子Ｔ′ｌに入力電圧ＥＡＩＮを加えた場合には、（
２４）式におけるＥＶＩＮをＥＡＩＮで置換えることに
より（３３）式から端子Ｔトの反射波出力電圧６２ｒを
求めることが出来る。
、端子Ｔ′ｌに入力電圧ＥＡＩＮを加えた場合には、（
２４）式におけるＥＶＩＮをＥＡＩＮで置換えることに
より（３３）式から端子Ｔトの反射波出力電圧６２ｒを
求めることが出来る。
（３３）式から端子Ｔ’ｌ−６間の電力伝送特性は（３
４）式で求めることが出来、デシベル値で表示した伝送
特性Ｌｌ’−２’は（３５）式で求めることが出来る。
４）式で求めることが出来、デシベル値で表示した伝送
特性Ｌｌ’−２’は（３５）式で求めることが出来る。
・・・・ （３５）
上記説明から明らかなように、端子ＴＯ及び丁１に加え
た所要電圧は端子Ｔ；に合成されて出力し、不要波は端
子Ｔ３に接続された無反射終端器ＲＴに吸収されて端子
Ｔｏに反射波が現れることなく、第１１図に示したダイ
プレクサの入力インピーダンスは常に一定に保たれるこ
ととなる。
た所要電圧は端子Ｔ；に合成されて出力し、不要波は端
子Ｔ３に接続された無反射終端器ＲＴに吸収されて端子
Ｔｏに反射波が現れることなく、第１１図に示したダイ
プレクサの入力インピーダンスは常に一定に保たれるこ
ととなる。
次に、第１１図に示したグイプレクサを超短波帯のカラ
ーテレビジョン放送装置における映像信号搬送波ｆＶと
音声信号搬送波ｆ＾の合成に用いた場合の伝送特性を具
体数値により説明する。
ーテレビジョン放送装置における映像信号搬送波ｆＶと
音声信号搬送波ｆ＾の合成に用いた場合の伝送特性を具
体数値により説明する。
本発明帯域阻止ろ波器を構成する共振器の大きさ、即ち
、第４図におけるＨ（ｃｍ）及び共振周波数ｆ（ＭＨＩ
）から共振器の無負荷Ｑ（Ｑυ）は（３６）式で求めら
れる。
、第４図におけるＨ（ｃｍ）及び共振周波数ｆ（ＭＨＩ
）から共振器の無負荷Ｑ（Ｑυ）は（３６）式で求めら
れる。
Ｑｕヒ４２ｆＴＨ−−−−（３Ｂ）
上式おいて、例えば、ｆ ＝２００ＭＨｚ、 Ｈ＝２０
Ｃ（１１とすれば、 Ｑｕ巳１２０００となる。
Ｃ（１１とすれば、 Ｑｕ巳１２０００となる。
映像信号搬送波ｆＶを２０５．２５ＭＨｚ 、カラー副
搬送波ｆｓを２０８．８３ＭＨ２、音声信号搬送波ｆＡ
を２０９．７５ＭＨｚ とすると、カラービー） ２
ｆｖ −ｆｓは２０１．６７ＭＨｚ となるから、音声
信号搬送波ＦＡにおける共振器の負荷Ｑ（ＱＬＡ）を３
５０、カラービートにおける共振器の負荷Ｑ（Ｑｃｓ）
を２００とした場合、音声信号搬送波「八における共振
器の等価抵抗ｒＡｌよ、カラー副搬送波ｆＳにおける共
振器の等価抵抗ｒｓは、 音声信号搬送波ｆｎにおける共振器の容量リアクタンス
Ｘへは、 カラー副搬送波ｆｓにおける共振器の容量リアクタンス
ＸＳは、 （３９）式における周波数ｆを、例えば、２００、Ｅｆ
ＥｉＭＴｏ に選ぶと、 共振器のアドミタンスＹは、 ｒへ＋ｊ２ｘＡ ｒＳ＋ｊ２ｘ５＝ −＋ −＝
ｊ Ｏ、５ ０，０３−ｊ３１ ０．０１７−ｊ２第１１図におけ
る端子Ｔ、 −Ｔ’２間の伝送特性ＬＯ−２’は− ４＋（０，５）２ ＬＯ−２′＝ １０１ ｏｇ−＝ ０．２８ （ｄＢ）
端子Ｔ’１−Ｔｉ間の伝送特性し１″−２゛は、となる
。
搬送波ｆｓを２０８．８３ＭＨ２、音声信号搬送波ｆＡ
を２０９．７５ＭＨｚ とすると、カラービー） ２
ｆｖ −ｆｓは２０１．６７ＭＨｚ となるから、音声
信号搬送波ＦＡにおける共振器の負荷Ｑ（ＱＬＡ）を３
５０、カラービートにおける共振器の負荷Ｑ（Ｑｃｓ）
を２００とした場合、音声信号搬送波「八における共振
器の等価抵抗ｒＡｌよ、カラー副搬送波ｆＳにおける共
振器の等価抵抗ｒｓは、 音声信号搬送波ｆｎにおける共振器の容量リアクタンス
Ｘへは、 カラー副搬送波ｆｓにおける共振器の容量リアクタンス
ＸＳは、 （３９）式における周波数ｆを、例えば、２００、Ｅｆ
ＥｉＭＴｏ に選ぶと、 共振器のアドミタンスＹは、 ｒへ＋ｊ２ｘＡ ｒＳ＋ｊ２ｘ５＝ −＋ −＝
ｊ Ｏ、５ ０，０３−ｊ３１ ０．０１７−ｊ２第１１図におけ
る端子Ｔ、 −Ｔ’２間の伝送特性ＬＯ−２’は− ４＋（０，５）２ ＬＯ−２′＝ １０１ ｏｇ−＝ ０．２８ （ｄＢ）
端子Ｔ’１−Ｔｉ間の伝送特性し１″−２゛は、となる
。
以」二、手計算によって伝送特性を求めた結果の一部を
示したが、本発明帯域阻止ろ波器における各部品の寸法
及び伝送局波数等を適宜選択し、計算機によって求めた
理論計算値と、試作機による実Ｊｌｌ値とは極めて良く
一致している。
示したが、本発明帯域阻止ろ波器における各部品の寸法
及び伝送局波数等を適宜選択し、計算機によって求めた
理論計算値と、試作機による実Ｊｌｌ値とは極めて良く
一致している。
以上は、互いに周波数の異なる２波によって内部導体４
１側の共振器と内部導体４２側の共振器とを励振する場
合について説明したが、単一波によって何れか一方の共
振器のみを励振せしめてもよく、この場合にも第１図乃
至第７図に示したように、同軸線路１２の中間部に共通
容量結合用プローブ５等の結合素子を介して接続するこ
とにより励振可能であるが、同軸線路１２の端部に接続
してもよいこと勿論である。
１側の共振器と内部導体４２側の共振器とを励振する場
合について説明したが、単一波によって何れか一方の共
振器のみを励振せしめてもよく、この場合にも第１図乃
至第７図に示したように、同軸線路１２の中間部に共通
容量結合用プローブ５等の結合素子を介して接続するこ
とにより励振可能であるが、同軸線路１２の端部に接続
してもよいこと勿論である。
発明の効果
以上の説明から明らかなように、本発明帯域阻止ろ波器
は、減衰極を形成する周波数の異なる第１及び第２の帯
域阻止ろ波器を共通外部導体内に構成しであるので、第
１及び第２の帯域阻止ろ波器を縦統接続するための同軸
線路を必要としないから、それだけ全体を小形化するこ
とが可能であり、又、第１３図のＡ曲線を以て試作機に
おける特性の一例を示すように、伝送特性も良好で、本
発明帯域阻止ろ波器を用いて定入力インピーダンスダイ
プレクサを構成した場合には、ダイプレクサ全体を簡潔
小形ならしめることが出来、第１１図における端子Ｔｏ
−Ｔ＋、間の伝送特性は、第１３図のＡ曲線と全く同一
であり、第１１図における端子Ｔ’１−Ｔｉ間の伝送特
性は、第１３図の８曲線を以て示すように極めて良好で
ある。
は、減衰極を形成する周波数の異なる第１及び第２の帯
域阻止ろ波器を共通外部導体内に構成しであるので、第
１及び第２の帯域阻止ろ波器を縦統接続するための同軸
線路を必要としないから、それだけ全体を小形化するこ
とが可能であり、又、第１３図のＡ曲線を以て試作機に
おける特性の一例を示すように、伝送特性も良好で、本
発明帯域阻止ろ波器を用いて定入力インピーダンスダイ
プレクサを構成した場合には、ダイプレクサ全体を簡潔
小形ならしめることが出来、第１１図における端子Ｔｏ
−Ｔ＋、間の伝送特性は、第１３図のＡ曲線と全く同一
であり、第１１図における端子Ｔ’１−Ｔｉ間の伝送特
性は、第１３図の８曲線を以て示すように極めて良好で
ある。
尚、第１３図において、横軸は伝送周波数ｆ （ＭＢ２
）、縦軸は伝送損失Ｌ （ｄＢ）である。
）、縦軸は伝送損失Ｌ （ｄＢ）である。
第１図乃至第４図は、本発明の一実施例を示す図、第５
図乃至第７図は、本発明の他の実施例の要部を示す図、
第８図及び第１０図は、その作動説明のためのブロック
図、第９図は、その等価回路図、第１１図は、本発明帯
域阻止ろ波器を用いて構成した定入力インピーダンスダ
イプレクサを示す図、第１２図は、その作動説明のため
の図、第１３図は、本発明帯域阻止ろ波器の伝送特性の
一例を示す図、第１４図は、従来の定入力インピーダン
スダイプレクサを示す図、第１５図は、その構成素子た
る従来の帯域阻止ろ波器を示す図で、ｌ：共通外部導体
、２：仕切導体板、３：空隙部、４１及び４，２：内部
導体、５；共通容量結合用プローブ、６：共通結合導線
又は棒、７：絶縁体、８．９．１１、及び１１２：磁気
結合用ループ、１０．１７１及び１７２：容量結合用プ
ローブ、１２及び１８：同軸線路、ｌ長線路の外部導体
、１４：線路の内部導体、１５、及び１５２：外部導体
、１６１及び１８２：内部導体、ＮＦ、乃至ＮＦ４ 、
ＮＦＩ２＋及びＮＦＩ２２ ：帯域阻止ろ波器、Ｔ
、Ｔｏ乃至Ｔ４及びＴ′ｏ乃至Ｔ′３：端子、ＨＹＢＩ
及びＨＹＢ２ ：ハイブリッド回路である。
図乃至第７図は、本発明の他の実施例の要部を示す図、
第８図及び第１０図は、その作動説明のためのブロック
図、第９図は、その等価回路図、第１１図は、本発明帯
域阻止ろ波器を用いて構成した定入力インピーダンスダ
イプレクサを示す図、第１２図は、その作動説明のため
の図、第１３図は、本発明帯域阻止ろ波器の伝送特性の
一例を示す図、第１４図は、従来の定入力インピーダン
スダイプレクサを示す図、第１５図は、その構成素子た
る従来の帯域阻止ろ波器を示す図で、ｌ：共通外部導体
、２：仕切導体板、３：空隙部、４１及び４，２：内部
導体、５；共通容量結合用プローブ、６：共通結合導線
又は棒、７：絶縁体、８．９．１１、及び１１２：磁気
結合用ループ、１０．１７１及び１７２：容量結合用プ
ローブ、１２及び１８：同軸線路、ｌ長線路の外部導体
、１４：線路の内部導体、１５、及び１５２：外部導体
、１６１及び１８２：内部導体、ＮＦ、乃至ＮＦ４ 、
ＮＦＩ２＋及びＮＦＩ２２ ：帯域阻止ろ波器、Ｔ
、Ｔｏ乃至Ｔ４及びＴ′ｏ乃至Ｔ′３：端子、ＨＹＢＩ
及びＨＹＢ２ ：ハイブリッド回路である。
Claims (8)
- （１）共通外部導体の内部を仕切導体板によって２室に
分割し、各室に管内波長のほぼ１／４の軸長を有する内
部導体を設けて互いに共振周波数の異なる同軸共振器を
形成すると共に、各同軸共振器を外部回路と結合せしめ
る結合素子を設けたことを特徴とする帯域阻止ろ波器。 - （２）結合素子が、共通外部導体と仕切導体板の端縁と
の間に形成した空隙部に設けられ、各同軸共振器に共通
の容量結合用プローブより成る特許請求の範囲第１項記
載の帯域阻止ろ波器。 - （３）結合素子が、共通外部導体と仕切導体板の端縁と
の間に形成した空隙部に設けられ、各同軸共振器に共通
の磁気結合用ループより成る特許請求の範囲第１項記載
の帯域阻止ろ波器。 - （４）結合素子が、仕切導体板に穿った窓に設けられ、
各同軸共振器に共通の容量結合用プローブより成る特許
請求の範囲第１項記載の帯域阻止ろ波器。 - （５）結合素子が、仕切導体板に穿った窓に設けられ、
各同軸共振器に共通の磁気結合用ループより成る特許請
求の範囲第１項記載の帯域阻止ろ波器。 - （６）結合素子が、一方の同軸共振器と結合する容量結
合用プローブと、他方の同軸共振器と結合する磁気結合
用ループとより成る特許請求の範囲第１項記載の帯域阻
止ろ波器。 - （７）結合素子が、一方の同軸共振器と結合する第１の
磁気結合用ループと、他方の同軸共振器と結合する第２
の磁気結合用ループとより成る特許請求の範囲第１項記
載の帯域阻止ろ波器。 - （８）結合素子を、各同軸共振器を形成する各内部導体
から不等距離の個所に設けた特許請求の範囲第２項又は
第３項に記載の帯域阻止ろ波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17218285A JPS6232701A (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | 帯域阻止ろ波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17218285A JPS6232701A (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | 帯域阻止ろ波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6232701A true JPS6232701A (ja) | 1987-02-12 |
Family
ID=15937094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17218285A Pending JPS6232701A (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | 帯域阻止ろ波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6232701A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006073027A1 (ja) * | 2005-01-07 | 2006-07-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 空胴半同軸共振器、それを用いたフィルタ及び通信機装置 |
-
1985
- 1985-08-05 JP JP17218285A patent/JPS6232701A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006073027A1 (ja) * | 2005-01-07 | 2006-07-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 空胴半同軸共振器、それを用いたフィルタ及び通信機装置 |
| US7400221B2 (en) | 2005-01-07 | 2008-07-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Semi-coaxial cavity resonator, filter using the same, and communication apparatus using the same |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5812036A (en) | Dielectric filter having intrinsic inter-resonator coupling | |
| US6870440B2 (en) | Saw branching filter with a branching filter circuit formed on the package | |
| KR100313717B1 (ko) | 대칭적인 감쇄극 특성을 갖는 유전체 공진기형 대역 통과 필터 | |
| JP3506124B2 (ja) | フィルタ装置、デュプレクサおよび基地局用通信装置 | |
| US5254963A (en) | Microwave filter with a wide spurious-free band-stop response | |
| JPH05315807A (ja) | ストリップラインフィルタおよびこれを用いた空中線共用器 | |
| JPS6232701A (ja) | 帯域阻止ろ波器 | |
| CA1295382C (en) | Mode selective band pass filter | |
| JP2000068711A (ja) | アンテナ共用器及び通信機装置 | |
| JP3309454B2 (ja) | リング共振器 | |
| JPH0257363B2 (ja) | ||
| JPS6232702A (ja) | 帯域阻止ろ波器 | |
| JP2699704B2 (ja) | 帯域阻止型フィルタ | |
| JPS6115602B2 (ja) | ||
| JPS63206016A (ja) | フイルタおよびこれを用いた複合フイルタ | |
| JPH01165204A (ja) | 誘電体共振器 | |
| JPH0730304A (ja) | 高次数高周波フィルタ | |
| JPS60178702A (ja) | 空中線共用装置 | |
| JPS5819001A (ja) | 有極形帯域通過ろ波器 | |
| SU843039A1 (ru) | Полосовой фильтр на запредельномВОлНОВОдЕ | |
| JPH04196829A (ja) | 分波装置およびそれを用いた移動無線機 | |
| JPS6038883B2 (ja) | ノツチフイルタ | |
| JPS61269402A (ja) | 有極形帯域通過ろ波器 | |
| RU2060571C1 (ru) | Частотный разделитель на коаксиальных диэлектрических резонаторах | |
| JPS61230502A (ja) | 空中線等の共用装置 |