JPS6232352B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はエンジンのノツキングを検出し、エン
ジンの点火時期を制御する装置において、ノツキ
ング強度に応じ制御遅角量を変える点火時期制御
装置に関するものである。 従来周知のノツキング検出方法としては、特開
昭52−87537号公報に記載されるごとく、点火後
の一定区間の振動検出器の出力をサンプルし、平
均した値から決まる低比較値と高比較値とを設
け、それぞれの比較値をよぎる振動検出回数をカ
ウントしてノツキングの有無を検出するものがあ
る。 ところが、上述した従来のものでは、低比較値
および高比較値をよぎる振動検出回数をカウント
してノツキングの有無を検出しているのみのもの
であるので、ノツキングの強度を検出することが
できないという欠点がある。 ところで、聴覚が感知するノツク強度は振動の
最大値（Gpeak）と良く対応する。そこで、本発
明は機関回転数と機関負荷とにより決まる各機関
状態の振動代表値を、例えば点火（Ig）からピス
トン上死点（TDC）までの時間Ｔにおける振動
Ｇの平均値

【式】とし、これを各燃焼ご とに、上死点以降に発生する振動の最大値
（Gpeak）と比較する。即ち、

【式】が一定値以上の時ノツキン グと判定する。また、

【式】が大 きい程ノツク強度が強いため、その値が大きい時
は遅角量を比例的に大きくすることにより、ノツ
キング強度に応じた点火時期制御が可能で、聴覚
で感知するノツキングレベルを低く押え、かつ点
火進角量をノツキングを考慮した最適な値に制御
することのできる内燃機関用点火時期制御装置を
提供することを目的とするものである。 また、聴覚が感知するノツク強度が大きいと、
燃焼に対応した振動出力はGpeakの増大とほぼ比
例的に全体の出力も増大する。従つて、例えば上
死点以降に発生する振動出力の積分値（平均値）
∫^Ｔｏ _ＴＤＣ｜Ｇ｜dtと良く対応する。そこで、本発明
は前記の∫^ＴＤＣ _Ｉｇ｜Ｇ｜dt／Ｔとの比∫^Ｔ０ _ＴＤＣ
｜Ｇ｜
dt／∫^ＴＤＣ _Ｉｇ｜Ｇ｜dt／Ｔ＝Ａにより、Ａが一定値
以上の時ノツキングと判定すると共にＡが大きい
程ノツク強度に応じた点火時期の遅角量を制御す
ることにより、上記積分の終りを一定角度θ_０と
し、その時の時間をＴθとすれば∫〓^０ _ＴＤＣ｜Ｇ｜ｄ
θ／Ｔθは次の点火が始まるまでに演算処理出来
るため、次の燃焼の点火時期決定の制御要因とな
り得る内燃機関用点火時期制御装置を提供するこ
とを目的とするものである。 以下本発明を図に示す実施例について説明す
る。以下本発明のうち

【式】の 演算によりノツキングを判別するノツキング検出
装置の第１実施例について説明する。まず、第１
図において本発明を直列６気筒内燃機関に適用し
た場合について説明する。１はデイストリビユー
ターについているポイントであり、図示せぬイグ
ナイターへ接続されている。２はクランク軸に取
り付けた回転円板であり、この円板には３等分し
た３個の突起が設けてあり、該突起は内燃機関各
気筒の上死点（TDC）に対応している。３は市
販の電磁ピツクアツプであり、前記円板２の突起
の場所で信号が出る。４はピエゾ素子を使用した
市販の振動検出器であり、エンジンブロツクに装
着してあり、エンジンブロツクのノツキングによ
る振動加速度を電気信号に変換するものである。
５は第１の波形整形回路であり、接点１のチヤタ
リング防止回路を内蔵する公知の回路であり、第
２図図示のＡはポイント波形であり、第２図図示
のＢは第１の波形整形回路５の出力波形である。
そして、第２図図示のＡの波形の立上りで図示し
ないイグナイターにより点火する。６は第２の波
形整形回路であり、前記電磁ピツクアツプ３の出
力信号を波形整形する。第２図においてＣは電磁
ピツクアツプ３の出力信号、Ｄは第２の波形整形
回路６の出力信号である。 この第２の波形整形回路６の内部回路を第３図
に示す。６１は入力端子であり、抵抗６２の一端
は前記入力端子６１に、他端は抵抗６３、ダイオ
ード６４の正極、ダイオード６５の負極に共通に
接続してある。抵抗６３の他端はモートローラ社
製IC製品番号3302よりなる比較器６９の反転入
力端子に接続され、ダイオード６４の負極には定
電圧Vcが印加してある。ダイオード６５の正極
は接地してある。抵抗６６の一端は前記抵抗６３
の他端に、他端は前記ダイオード６４の負極に接
続してある。抵抗６７の一端はダイオード６４の
負極に、他端は抵抗６８の一端に接続してあり、
抵抗６８の他端は接地してある。該抵抗６７と抵
抗６８との接続点は比較器６９の非反転入力端子
に接続してある。比較器６９の出力はオープンコ
レクタになつているので、出力と電源Vcとの間
に抵抗７０を接続している。そして、比較器６９
の非反転入力端子から抵抗側のインピーダンスと
反転入力端子から抵抗側をみたインピーダンスは
同じになるようにそれぞれの抵抗値を決める。ま
た、比較器６９の非反転入力端子は約１／３Vcの電圧 になつている。従つて、入力端子６１の電磁ピツ
クアツプ３を接続した場合には比較器６９の反転
入力端子にも約１／３Vcがかかるようになつている。 ダイオード６５は−0.5V以下の負電圧が反転入
力端子にかからないように、かつダイオード６４
は＋（Vc＋0.5V）以上の正電圧が反転入力端子に
かからないようにするものである。ここで、円板
２が動作してその突起が電磁ピツクアツプ３を通
過する毎に第２図Ｃの波形が出る。すると、比較
器６９の出力には第２図Ｄの整形パルスが出る。
このパルスが各気筒の上死点（TDC）位置に相
当する。 ７は制御パルス発生回路であり、第４図にその
内部回路を示す。入力端子７１は前記第１の波形
整形回路５に接続してあり、該入力端子７１はテ
キサスインスツルメント社製モノステブルマルチ
バイブレータIC製品番号SN74123の入力1Bに接
続してある。入力1Aは接地してある。該ICの端
子１４と１５間にコンデンサ７３、端子１５と電
源Vc間に抵抗７４を接続することにより、第１
の波形整形回路５の出力が立上つてからコンデン
サ７３と抵抗７４とで決まる約10μｓのパルス幅
を第２図Ｅに示すごとく出力Q₁に発生する。次
に、NORゲート７６，７７を図のようにＲ−Ｓ
フリツプフロツプを構成すべく接続し、NORゲ
ート７６の一入力端子を前記モノステーブルマル
チバイブレータ７２のQ₁出力に接続し、NORゲ
ート７７の他の一入力端子を制御バルス発生回路
７の入力端子７５に接続し、さらに該入力端子７
５を前記第２の波形整形回路６の出力に接続する
ことにより、NORゲート７６の出力は第２図S₁
をNORゲート７７の出力は１をそれぞれ作
る。次に、モノステーブルマルチバイブレータ７
８はその入力２Ｂに入力端子７５を接続してあ
る。モノステーブルマルチバイブレータ７８の動
作は前記モノステーブルマルチバイブレータ７２
と同様であり、第２の波形整形回路６の出力が立
上つてからコンデンサ７９と抵抗８０とにより決
まる約100μＳのパルス幅を第３図S₂に示すごと
くQ₂出力に発生する。２入力NORゲート８１の
一入力を該出力端子Q₂に、他の一入力を前記Ｒ
−Ｓフリツプフロツプを構成するNORゲート７
７の出力に接続することにより、NORゲート８
１の出力は第２図S₃に示すごとく発生する。制御
パルス発生回路７の出力端子S₁，S₂，S₃と第２図
の信号S₁，S₂，S₃とはそれぞれ対応している。 ８はバツフア増幅器であり振動検出器４の出力
信号を低インピーダンスの信号に変換する。従つ
て電圧波形は変化しない。９は絶対値回路であり
公知の回路であるので説明は省略するが振動波形
のマイナス側をプラス側に折り返している。 １０は第１の積分器であり、絶対値回路９の出
力と直列に抵抗１０２、抵抗１０３がこの順で接
続してあり、演算増幅器１０１の反転入力端子に
抵抗１０３の一端が接続してある。抵抗１０２と
抵抗１０３との接続点とアースとの間にアナログ
スイツチ１０４が接続してある。該アナログスイ
ツチ１０４のコントロール入力には、前記S₁信号
が印加される。演算増幅器１０１の反転入力と出
力との間にコンデンサ１０５が接続されている。
また、コンデンサ１０５の両端にアナログスイツ
チ１０６と抵抗１０７が直列に入つている。該ア
ナログスイツチ１０６のコントロール入力には前
記制御パルス発生回路７の出力信号S₃が印加され
る。以上の構成において、第１の積分器の作動を
説明すると、信号S₁が“１”のときはアナログス
イツチ１０４は導通し、またアナログスイツチ１
０６にS₃信号が入つているので出力信号S₃が
“１”のときはアナログスイツチ１０６が導通し
ているので該第１の積分器１０の出力はOVにな
つており、出力信号S₁が“０”になるとアナログ
スイツチ１０４は開放、同時に出力信号S₃により
アナログスイツチ１０６も開放するので第１の積
分器１０は負の方向に積分を開始する。この積分
時間はアナログスイツチ１０６が閉成するまでの
時間であるが、絶対値回路９の出力信号が入力さ
れるのはアナログスイツチ１０４が開放されてい
る時間であるので、上死点（TDC）までであ
る。従つて、第２図図示の信号S₂が“１”の時間
は第１の積分器１０の保持時間となる。該第１の
積分器１０の出力電圧V₁は−∫^Ｔ１ _０｜Ｇ｜dtとな
る。 一方、第２の積分器１１も第１の積分器１０と
ほぼ同様の回路構成であるが、その積分入力には
一定の電圧VRが印加するように可変抵抗器１１
１が追加してある。該可変抵抗器１１１の一方の
固定端子には一定電源電圧Vcが印加してあり、
他方の固定端子は接地にある。第２の積分器１１
の作動は積分入力電圧Ｖ_Rを第２図S₁の“０”の
状態のT₁時間だけ積分するので、第２の積分器
１１の出力電圧V₂は−∫^Ｔ１ _０Ｖ_Rdtとなり時間T₁に
比例する。 次に、除算器１２はインターシル社製の除算可
能な製品番号8013よりなる乗算器１２１を使用し
ている。該乗算器１２１のＺ入力には抵抗１２２
を介して前記第１の積分器１０の出力に接続して
あり、Ｘ入力には抵抗１２３を介して前記第２の
積分器１１の出力に接続してある。ダイオード１
２４の正極はＺ入力に、負極はアナログスイツチ
１２６の一方の端子に接続してあり、ダイオード
１２５の正極はＸ入力に、負極はアナログスイツ
チ１２６の一方の端子に接続してある。該アナロ
グスイツチ１２６の他方の端子は負の電源電圧
Vsが印加されている。該アナログスイツチ１２
６のコントロール端子は前記制御パルス発生回路
７からの信号S₃が印加してある。乗算器１２１の
出力は可変抵抗器１２７の一方の固定端子に接続
し、他の固定端子は接地してある。該可変抵抗器
１２７の可動端子は、Ｙ入力に接続してある。以
上の構成で除算器１２の作動を説明すると、信号
S₃が“１”のときはアナログスイツチ１２６は閉
成しているので第１の積分器１０の出力から抵抗
１２２ダイオード１２４、アナログスイツチ１２
６を通して電流が流れるので、乗算器１２１のＺ
入力は負の電圧が印加される。同様に第２の積分
器１１の出力により抵抗１２３、ダイオード１２
５、アナログスイツチ１２６を通して電流が流れ
るので乗算器１２１のＸ入力には負の電圧が印加
される。該乗算器１２１のＺ入力、Ｘ入力は常に
負の電圧が印加されていないといけないために、
抵抗１２２，１２３、ダイオード１２４，１２
５、アナログスイツチ１２６が必要となる。次
に、信号S₃が“０”のときにはアナログスイツチ
１２６は開放しているので、乗算器１２１のＺ入
力には第１の積分器１０の出力が、Ｘ入力には第
２の積分器１１の出力がそのまま抵抗１２２，１
２３を介して印加されるので、乗算器１２１つま
り除算器１２の出力V₃には１０Ｚ／Ｘが出力される。除 算終了後におけるS₂信号が“１”のときの該除算
器１２の出力V₃は となる。ここで、V₃は正の電圧である。 サンプルホールド回路１３はインターシル社製
の製品番号1H5110を使用しており、アナログ入
力には前記除算器１２１の出力が接続してあり、
コントロール入力には前記制御パルス発生回路７
からの信号S₂が印加してある。またＣ端子には抵
抗１３１とコンデンサ１３２が直列に接続してあ
る。以上の回路構成にすると、信号S₂が“１”の
状態の時の除算器１２の出力電圧をサンプルホー
ルドする。従つて、該サンプルホールド回路１３
の出力電圧は前記除算器１２の出力電圧V₃とな
る。このV₃は

【式】であるので点火 してからTDC（上死点）までの振動の定数倍さ
れた平均値となり、この平均値は振動検出器４に
より検出された振動出力の大きさに応じて決まる
ものであつて、背景となる振動水準値をなすもの
である。 可変抵抗１４の一方の固定端子は前記サンプル
ホールド回路１３の出力に、他方の固定端子は接
地してある。このようにすることにより、該可変
端子の電圧V₄は

【式】となる。 K₂は該可変抵抗１４により分圧される分圧比で
ある。いまK₃＝K₁×K₂とすることによりV₄＝

【式】となる。このV₄もV₃と同様に 平均値を表わす。 １５は符号変換器であり、入力は前記可変抵抗
１４の可変端子に、出力は後述の除算器１７のＸ
入力に接続してあり、その作動は入力の電圧

【式】に符号変 換して出力に出す。その構成は利得が１の反転増
幅器であり公知であるので説明は省略する。 １６は符号変換器１５と同じ構成の符号変換器
であり、入力は前記絶対値回路９の出力に接続
し、出力は後述の除算器１７のＺ入力に接続して
あり、その作動は入力電圧｜Ｇ｜を−｜Ｇ｜に符
号変換して出力に出す。これら符号変換器１５，
１６が必要な理由は罪述の除算器１７のＸ，Ｚ入
力が負電圧でなければならないからであり、もし
除算器１７のＸ，Ｚ入力が正電圧で良い回路なら
ば符号変換器１５，１６は必要ない。 １７は除算器でこの除算器１７は前記除算器１
２と同じような回路構成で、抵抗１２２，１２
３、ダイオード１２４，１２５およびアナログス
イツチ１２６がないだけであとは同じである。作
動としてはＺ入力，Ｘ入力に対して10Ｚ／Ｘの除算を して出力に出すので出力電圧V₅は となり、第２図Ｆにその波形を示す。ここでＫ＝
K₄÷K₃であり、K₄は比例定数である。 １８はピーク値ホールド回路であり、第２図S₂
信号によりリセツトされ、それ以降のピーク値を
ホールドする。従つて、ピーク値ホールド回路１
８の出力波形は第２図Ｈ波形となる。 以上のようにしてピーク値ホールド回路１８に
ノツキングの強度に応じたアナログ出力が得られ
る。そして、このアナログ出力によつて、たとえ
ばポイント１の開放により遅延動作する図示せぬ
遅延回路の遅延時間を変化させ、この遅延回路の
出力によりイグナイターを作動させて点火栓に点
火させることにより、ノツキングの強度に応じて
点火時期の遅角量を制御できる。 次に、

【式】の演算によ りノツキングを判別するノツキング検出装置の第
２実施例について説明する。第５図において、直
列６気筒内燃機関に適用した場合について説明す
るが、１のポイント、２の回転円板、３のピツク
アツプ、４の振動検出器、５の第１の整形回路、
６の第２の波形整形回路、７の制御パルス発生回
路、８のバツフア増幅器、９の絶対値回路、１０
の第１の積分回路、１１の第２の積分回路、１２
の除算器、１３のサンプルホールド回路、１５の
符号変換器は第１図と同じ回路であるので説明は
省略する。 １７０は第２の制御パルス発生回路であり、第
６図にその内部回路を示す。入力端子１７１は前
記制御パルス発生回路７のS₃出力に接続してあ
る。該入力端子１７１はテキサスインスツルメン
ト社製モノステブルマルチバイブレータIC製品
番号SN74123の入力１Ｂに接続してある。入力１
Ａは接地してある。該ICはコンデンサ１７３と
抵抗１７４とで決まる約400μｓのパルス幅の出
力を第７図S₄に示すごとく出力Q₁に発生する。
該波形の反転した第７図₄で示す出力を₁に発
生する。 次に、モノステーブルマルチバイブレータ１７
５の入力２Ｂは前記モノステーブルマルチバイブ
レーター１７２の₁出力に接続し、２Ａ入力は
接地してある。モノステーブルマルチバイブレー
ター１７５の動作は前記モノステーブルマルチバ
イブレーター１７２と同様であり、モノステーブ
ルマルチバイブレーター１７２の₁出力が立上
つてからコンデンサ１７６と抵抗１７７とにより
決まる約100μｓのパルス幅の出力を第７図S₅に
示すごとく出力Q₂に発生する。また２入力NOR
ゲート１７８の１入力を前記モノステーブルマル
チバイブレーター１７２のQ₁出力に、他入力を
前記モノステーブルマルチバイブレーター１７５
のQ₂出力に接続することにより、NORゲート１
７８の出力には第７図S₆の波形の出力を出す。第
２の制御パルス発生回路１７の出力端子₄，S₅，
S₆と第７図の信号₄，S₅，S₆とはそれぞれ対応し
ている。 １８０は第３の積分回路で前記第１の積分回路
１０と同じ回路構成でありただ異なる点は回路定
数のみである。第２の制御パルス発生回路１７０
の出力₄が第１の積分回路１０のアナログスイツ
チ１０４に相当する第３の積分回路１８０のアナ
ログスイツチのコントロール入力に接続し、出力
S₆がアナログスイツチ１０６に相当する第３の積
分回路１８０のアナログスイツチのコントロール
入力に接続してある。また、積分入力は前記絶対
値回路９の出力に接続してある。その作動は第１
の積分回路１０と同じであるので説明は省略す
る。いま、S₄のパルス幅をT₂とすると、第３の
積分回路１７の出力V₆は−∫^Ｔ２ _０｜Ｇ｜dtとなる。 １９０は除算器で前記除算器１２と同じ回路構
であるが、抵抗１２２，１２３、ダイオード１２
４，１２５、アナログスイツチ１２６がないだけ
である。該除算器１９０のＺ入力は前記第３の積
分回路１８０の出力に、Ｘ入力は前記符号変換器
１５の出力にそれぞれ接続してある。従つて、除
算器１９０の出力V₇は∫^Ｔ２ _０｜Ｇ｜dt÷Ｋ∫^Ｔ１ _０｜
Ｇ
｜dt／T₁となる。 ２００はサンプルホールド回路であり前記サン
プルホールド回路１３と同じものであり、S₅の区
間にサンプルしてその他の区間でホールドする。
除算器１９０の出力のうち∫^Ｔ２ _０｜Ｇ｜dt÷Ｋ∫^Ｔ１
_０
｜Ｇ｜dt／T₁の演算結果が出る時期は第７図S₅
の信号の区間のみである。 以上のようにしてサンプルホールド回路２００
にノツキングの強度に応じたアナログ出力が得ら
れる。 次に、第１，第５図に示すごときノツキング検
出回路を点火時期調整装置に適用した場合の一実
施例を説明する。第８図において、第１図と同一
符号を付したものはそれと同一もしくは均等部分
を示すものである。 内燃機関１００は周知の４気筒４サイクル火花
点火式内燃機関で、気化器２０で生成された混合
気を吸気マニホールド３０を介して吸入し、図示
しない点火栓は点火コイル４０からデイストリビ
ユータ５０を介して高電圧が印加される。１ａは
デイストリビユータ５０に内蔵され、内燃機関１
００の各気筒の点火時期を検出するポイント（無
接点式ピツクアツプでもよい）であり、クランク
軸に取り付けた回転円板２ａには２等分した２個
の突起が設けてあり、該突起は内燃機関の上死点
（TDC）に対応している。そして、第１の波形整
形回路５には第１２図Ａで示す出力波形が発生す
る。ここで、デイストリビユータ５０は遠心ガバ
ナとダイヤフラムが付けてあり、その進角特性は
MBTに設定してある。従つて、ポイント１ａか
らの信号はMBTで点火するような信号である。 ２１はクロツク回路で、400KHzの水晶振動子
を使用した発振回路とその周波数を分周するカウ
ンタと論理回路で構成してあり、各回路にクロツ
ク信号C₁，C₂，C₃，C₄を供給する。２２はノツ
キング判別回路であり、前述の通り（Ｋ｜Ｇ｜／
∫^Ｔ１ _０｜Ｇ｜dt／T₁）又は（∫^Ｔ２ _０｜Ｇ｜dt／Ｋ∫
^Ｔ１ _０
｜Ｇ｜dt／T₁）のノツキング強度に応じたアナロ
グ量を出力するもので、第１図あるいは第５図の
符号２２で示す二点鎖線で囲まれた部分の構成よ
りなるものである。 ２３は遅角設定回路で、その詳細回路を第９図
に示す。２３１は８ビツトのＡ−Ｄ変換器でマイ
クロネツトワーク社（USA）製MN5120を使用し
ている。該Ａ−Ｄ変換器２３１のアナログ入力は
前記ノツキング判別回路２２の出力に接続してあ
る。クロツク（CL）入力はインバータ２３３の
出力に、スタートコンバート（Ｓ・Ｃ）信号はイ
ンバータ２３４の出力にそれぞれ接続してある。
その出力８ビツトA₈，A₇，A₆，A₅，A₄，A₃，
A₂，A₁はこの順に記憶器２３５にそれぞれ接続
してある。インバータ２３３の入力はクロツク信
号C₁が印加される。デバイダ付カウンタ２３２
のクロツク（CL）入力はクロツク信号C₁が印加
される。リセツト（Ｒ）、クロツクエナーブル
（CE）端子は接地してある。出力１はインバータ
２３４の入力に、出力０は記憶器２３４のクロツ
ク入力にそれぞれ接続してある。該デバイダ付カ
ウンタ２３２はRCA社製IC，CD4017を使用して
いる。記憶器２３５はRCA社製IC，CD4035を２
個とCD4050を２個使用しており、クロツク信号
の立上りにより入力を入れ、その他ではデータを
保持して出力に出している。該出力８ビツトは８
ビツト入力８ビツト出力のリードオンリメモリ
（ROM）２３６の入力B₈，B₇，B₆，B₅，B₄，
B₃，B₂，B₁にそれぞれ接続してある。ROM２３
６はインテル社製PROM3621を２個使用して８ビ
ツト入力８ビツト出力にしている。該ROM２３
６の出力D₈，D₇，D₆，D₅，D₄，D₃，D₂，D₁は遅
角設定回路２３の出力となつている。 以上の構成で、その作動を第１０図を参照しな
がら説明すると、10進デバイダ付カウンタ２３２
はクロツク信号C₁（100KHz）が入ると計数し、
クロツク信号が来てから１番目で出力１にパルス
が出て10番目のクロツク信号で出力０にパルスが
出る。そして、11番目にはまた出力１にパルスが
出る。従つて、第１０図のＡをクロツク信号C₁
とすると、出力１は第１０図のＣの波形になるの
で、インバータ２３４の出力は第１０図Ｄのよう
になる。出力０は第１０図Ｅのようになる。ま
た、インバータ２３３の出力は第１０図Ｂの波形
となる。すると、Ａ−Ｄ変換器２３１は第１０図
Ｄの立上りから変換を開始して矢印の点で入力ア
ナログ量のデジタル量への変換を終了する。そし
て、第１０図のＥの立上りにて、記憶器２３５に
クロツク信号を入れて、Ａ−Ｄ変換した２進コー
ドを記憶する。そして、ROM２３６は記憶器２
３５の出力をアドレスとして第１２図Ａで示すポ
イント信号の立上からの遅角量が予めプログラム
してある。従つて、ROM２３６によりノツキン
グの強度に応じたデジタル遅角信号が出力され
る。ここで、ノツキング判別回路２２の出力アナ
ログ値が設定値以下で内燃機関にノツキングが発
生していない状態では遅角量が０となるべく
ROM２３６がプログラムされていることは勿論
である。 ２４は乗算回路で、その詳細回路を第１１図に
示す。乗算回路２４は並列加算器（RCA社製
IC，CD4008）２５１、記憶器（RCA社製IC，
CD4035）２５２，２５３、ANDゲート２５４、
インバータ２５５、デバイダ付カウンタ２５６、
Ｒ−Ｓフリツプフロツプ２５７から構成され、記
憶器２５２の出力L₁₈……L₁は並列加算器２５１
の入力J₁₈……J₁となるように接続し、かつ並列
加算器２５１の入力K₈……K₁には前記遅角設定
回路２３の出力D₈……D₁の２進コードが入力さ
れている。デバイダ付カウンタ２５６はクロツク
信号が９個入るとそれ以上の計数は禁止するよう
にしてある。インバータ２５５の入力は前記第１
の波形整形回路５の出力に接続してあり、出力は
デバイダ付カウンタ２５６のリセツト端子に接続
してある。Ｒ−Ｓフリツプフロツプ２５７のセツ
ト端子、リセツト端子はそれぞれデバイダ付カウ
ンタ２５６の出力１，出力５に接続してある。
ANDゲート２５４の１入力はクロツク回路２１
から10KHzのクロツク信号C₂が印加してあり、デ
バイダ付カウンタ２５６のクロツク入力には前記
クロツク信号C₁が印加してある。他の入力はＲ
−Ｓフリツプフロツプ２５７のＱ出力に接続して
ある。記憶器２５３の出力M₁₀……M₁が乗算回路
２４の出力となつている。 以上の構成でその作動を第１２図を参照しなが
ら説明すると、Ｒ−Ｓフリツプフロツプ２５７の
出力はデバイダ付カウンタ２５６がリセツトさ
れてからクロツク信号C₁のうち１番目のパルス
でセツトされ、５番目の出力パルスでリセツトさ
れるので、第１２図Ｌのごとくの波形になる。従
つて、ANDゲート２５４の出力は第１２図Ｍに
示すごとく時間Ｔに比例してｎ個生ずる。第１の
波形整形回路５の出力が“１”になつた後、前記
クロツク信号C₁がデバイダ付カウンタ２５６に
より計数され、該カウンタ２５６は２個目、４個
目にそれぞれ第１２図S₁₁，S₁₂に示すごとくパル
スを生ずる。S₁₂のパルスにより記憶器２５２を
リセツトするため、その出力L₁₈……L₁はＯ……
Ｏとなる。その後、ANDゲート２５４から第１
２図Ｍに示すごとくクロツク信号が入る毎に記憶
器２５２の出力L₁₈……L₁はK₈……K₁，２×K₈…
…K₁，ｎ×K₈……K₁となり、第１２図S₁₁に示す
パルスにより記憶器２５３は出力ｎ×K₈……K₁
の上10桁をM₁₀……M₁として記憶する。ここでク
ロツク信号数ｎは前述したように時間Ｔに比例し
た値であり、かつK₈……K₁は２進コードである
ため、乗算回路２４は遅角θ×時間Ｔ＝Ｔθを２
進コードで生ずる。ここで、時間Ｔは第１２図Ａ
の周期にほぼ等しい。従つて、時間Ｔはある機関
回転数に於けるクランク角度180゜に対応してい
る。よつて、遅角θに対応する遅れ時間Ｔθは
θ：180＝Ｔθ：ＴからＴθ＝１／１８０・θ×Ｔとな る。この時間Ｔは機関回転数Ｎの逆数に比例する
から、Ｔθ∝θ×１／Ｎとなり、Ｔθは機関回転数Ｎ による遅れ角θを遅れ時間に変換した値となる。
ここで、クロツク信号C₂のクロツク周波数は
25.6KHzにしてある。すると機関回転数が3000r.
p.mの場合にはポイント信号の一周期は10msに
相当し、この間に入るクロツク数ｎは約256個に
なるので、乗算回路２４の出力値は入力値と同じ
になる。即ち、入力値が00011000（＝６゜）とす
ると3000r.p.mの場合には出力値も0000011000と
なる。これが6000r.p.mになるとクロツク数は
3000r.p.mの場合の１／２になるので0000001100とな る。 ２５は変換回路でその回路構成を第１３図に示
す。コンパレータ２０１，２０２，２０３は
RCA社製IC，CD4063をそれぞれ使用しており３
個並列接続してある。コンパレータ２０１の入力
A₁，A₂，A₃，A₄はこの順に前記乗算回路２４の
出力M₁，M₂，M₃，M₄にそれぞれ接続してあり、
入力Ａ＝Ｂ，Ａ＞Ｂ端子は共にアースに接続して
あり、Ａ＜Ｂ端子は電圧Vcが印加してある。ま
た、入力B₁，B₂，B₃，B₄はカウンタ２０４の出
力Q₁，Q₂，Q₃，Q₄にこの順に接続してある。出
力Ａ＜Ｂ，Ａ＝Ｂ，Ａ＞Ｂはそれぞれコンパレー
タ２０２の入力Ａ＜Ｂ，Ａ＝Ｂ，Ａ＞Ｂに接続し
てあり、コンパレータ２０２の入力A₁，A₂，
A₃，A₄は前記乗算回路２４の出力M₅，M₆，
M₇，M₈にこの順にそれぞれ接続してある。入力
B₁，B₂，B₃，B₄はカウンタ２０４のQ₅，Q₆，
Q₇，Q₈にこの順にそれぞれ接続してある。出力
Ａ＜Ｂ，Ａ＝Ｂ，Ａ＞Ｂは次段のコンパレータ２
０３の入力Ａ＜Ｂ，Ａ＝Ｂ，Ａ＞Ｂにこの順にそ
れぞれ接続してある。コンパレータ２０３の入力
A₁，A₂は前記乗算回路２４の出力M₉，M₁₀にこ
の順に接続してある。A₃，A₄は共にアースに接
続してある。入力B₁，B₂はカウンタ２０４の出
力Q₉，Q₁₀にこの順にそれぞれ接続してある。
B₃，B₄は共にアースに接続してある。そして、
出力Ａ＜Ｂが変換回路２５の出力となる。カウン
タ２０４のクロツクは前記クロツク回路１２から
クロツク信号C₄が接続してある。リセツト端子
は前記乗算回路２４のデバイダ付カウンタ２５６
の出力４に接続してある。 以上の構成でその作動を説明すると、乗算回路
２４のデバイダ付カウンタ２５６の出力４からの
パルスS₁₂によりカウンタ２０４がリセツトされ
るので出力Q₁₀……Q₁はすべて“０”になり、次
にクロツク信号C₄を計数していき、M₁₀……M₁の
２進コードの値に対しカウンタ２０４のQ₁₀……
Q₁の２進コードの値が等しいかあるいは大きく
なるとコンパレータ２０３の出力Ａ＜Ｂは第１２
図Ｐに示すごとく“０”から“１”になる。従つ
て変換回路２５は２進コードをパルス幅に変換す
る回路である。ここで、変換回路２５に入るクロ
ツク信号C₄は72KHzの周波数にしてある。する
と、M₁₀，M₉……M₁の値が機関回転数3000r.p.m
の場合に0000011000（＝24）になつたとすると、
変換回路２５の出力つまり第１２図Ｑのｔの遅れ
時間は、24×１÷7200＝0.333msとなる。従つ
て、3000r.p.mのときにはポイント信号の一周期
は180゜に相当するので、0.333msは180゜：10ms
＝Ｘ：0.333msから６゜のクランク角に相当す
る。 AND回路２６の１入力は前記第１の波形整形
回路５の出力に、他の入力は前記変換回路２５の
出力にそれぞれ接続してあるので、出力は第１２
図Ｑに示すごとく波形となる。 ２７はイグナイタであり、ANDゲート２６の
出力信号を電力増幅して電源バツテリ２８により
点火コイル４０を駆動する回路であり、一般に市
販され公知であるので説明は詳細する。そして、
第１２図Ｑで示す信号が“０”から“１”に立上
つた時にイグナイタ２７により点火コイル４０の
電流を遮断し、デイストリビユータ５０を介して
点火栓にて点火する。ここで、第１２図Ａで示す
信号の立上りから第２図Ｑで示す信号の立上りの
時間ｔが遅れ時間に相当し、従つて遅角に相当す
る訳である。遅角０゜とすると遅れ時間ｔは０と
なり第１２図Ａで示す信号の立上り、つまり
MBTで点火する。 なお、演算増幅器の±15V電源、Vc＝＋5v，
Vs＝−5v電源回路及び演算増幅器、乗算器のオ
フセツト調整回路及びデイジタル回路の電源等は
公知のため省略してある。 以上のようにしてノツキング判別回路２２より
のノツキングの強度に応じた出力に応じてMBT
からの遅角量をプログラム出来るので、ノツキン
グ判別回路２２の出力が大きくなるとそれに比例
して遅角量を大きくすることも可能である。 また、上述した実施例においては、ROM236に
より遅角量をプラグラムしたが他の方法、例えば
遅角設定回路２３の記憶器２３５の出力により周
波数変調をし、該変調した周波数をカウンタ（図
示せず）のクロツク入力とすることにより、この
カウンタの出力を遅角量とすることによつても可
能であることは当然である。 また、上述した実施例においては、MBTによ
る点火時期をデイストリビユータ５に設けた機械
式進角装置により得るようにしたが、MBTによ
る点火時期を電子式進角装置により得、その
MBTによる点火時期特性をノツキングの強度に
応じて補正するようにしてもよい。 また、上述した実施例においては、振動加速度
により内燃機関のノツキング振動を直接的に検出
するようにしたが、シリンダの内圧振動やエンジ
ン振動音等によつて内燃機関のノツキング振動を
間接的に検出するようにしてもよい。 以上述べたように本発明においては、振動検出
器により検出された振動出力の大きさに応じた背
景となる振動水準値出力と振動検出器のノツキン
グ振動出力との比に応じたノツキング強度に応じ
た値のノツキング出力を発生し、このノツキング
の強度に応じた出力値によつて点火時期の遅れ量
を可変設定するから、背景となる振動水準値出力
を基にして正確にノツキング強度に応じた点火時
期制御が可能で、聴覚で感知するノツキングレベ
ルを低く押え、かつ点火進角量をノツキング強度
を考慮した最適な値に制御することができるとい
う優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置に適用するノツキング検出
装置の第１実施例を示す電気回路図、第２図は第
１図図示装置の作動説明に供する各部波形図、第
３図および第４図は第１図図示装置における要部
詳細電気回路図、第５図は本発明装置に適用する
ノツキング検出装置の第２実施例を示す電気回路
図、第６図は第５図図示装置における要部詳細電
気回路図、第７図は第６図図示回路の作動説明に
供する各部波形図、第８図は本発明点火時期制御
装置の一実施例を示す電気回路図、第９図，第１
１図および第１３図は第８図図示装置における要
部詳細電気回路図、第１０図および第１２図は第
９図および第１１図図示回路の作動説明に供する
各部波形図である。 ４……振動検出器、１０，１１，１２，１３…
…振動水準値出力手段をなす上死点前振動平均値
演算回路を構成する第１の積分器、第２の積分
器、除算回路、サンプルホールド回路、１７，１
８，１９０，２００……ノツキング演算回路の主
要部をなす除算回路、ピーク値ホールド回路、サ
ンプルホールド回路、２３……遅角設定回路、１
８０……上死点後振動平均値演算回路を構成する
第３の積分器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 内燃機関を伝播するノツキング振動を検出す
   る振動検出器と、この振動検出器により検出され
   た振動出力の大きさに応じて背景となる振動水準
   値を出力する振動水準値出力手段と、この振動水
   準値出力手段よりの振動水準値出力と前記振動検
   出器よりのピーク振動出力との比に応じた値のノ
   ツキング出力を発生するノツキング演算手段と、
   このノツキング演算手段よりの前記振動水準値出
   力と前記ピーク振動出力との比に応じたノツキン
   グ出力の値に応じてノツキングの強度に応じた点
   火時期の遅れ量を、ノツキング強度が小さいとき
   より大きいときの方が多くなるように可変設定す
   る遅角設定手段とを備えることを特徴とする内燃
   機関用点火時期制御装置。 ２ 前記振動水準値出力手段は、前記振動検出器
   により検出された振動出力の平均値を演算する振
   動出力平均値演算手段よりなる特許請求の範囲第
   １項記載の内燃機関用点火時期制御装置。 ３ 前記遅角設定手段は、ノツキングの強度に応
   じた複数段階の点火時期の遅れ量がデイジタル的
   に可変設定されるものである特許請求の範囲第１
   項又は第２項記載の内燃機関用点火時期制御装
   置。 ４ 前記ノツキング演算手段は、前記振動水準値
   出力により前記ピーク振動出力を除算する除算手
   段を含んでなる特許請求の範囲第１項記載の内燃
   機関用点火時期制御装置。 ５ 内燃機関を伝播するノツキング振動を検出す
   る振動検出器と、内燃機関の上死点付近前の所定
   クランク角範囲において前記振動検出器により検
   出された振動出力の平均値を出力する上死点前振
   動平均値演算手段と、内燃機関の上死点付近後の
   所定クランク角範囲内において前記振動検出器に
   より検出された振動出力の平均値を出力する上死
   点後振動平均値演算手段と、前記上死点前振動平
   均値演算手段よりの振動平均値出力と前記上死点
   後振動平均値演算手段よりの振動平均値出力との
   比に応じた値のノツキング出力を発生するノツキ
   ング演算手段と、このノツキング演算手段よりの
   前記両振動平均値出力の比に応じたノツキング出
   力の値に応じてノツキングの強度に応じた点火時
   期の遅れ量を、ノツキング強度が小さいときより
   大きいときの方が多くなるように可変設定する遅
   角設定手段とを備えることを特徴とする内燃機関
   用点火時期制御装置。 ６ 前記ノツキング演算手段は、前記上死点前振
   動平均値演算手段よりの振動平均値出力により前
   記上死点後振動平均値演算手段よりの振動平均値
   出力を除算する除算手段を含んでなる特許請求の
   範囲第５項記載の内燃機関用点火時期制御装置。