JPS6231208A - モノリシツクマイクロ波集積回路用バイアス回路 - Google Patents
モノリシツクマイクロ波集積回路用バイアス回路Info
- Publication number
- JPS6231208A JPS6231208A JP16972885A JP16972885A JPS6231208A JP S6231208 A JPS6231208 A JP S6231208A JP 16972885 A JP16972885 A JP 16972885A JP 16972885 A JP16972885 A JP 16972885A JP S6231208 A JPS6231208 A JP S6231208A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- impedance
- bias
- constant line
- matching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はモノリシックマイクロ波能動回路において、小
形にして簡易な直流バイアス供給回路の構成に関するも
のである。
形にして簡易な直流バイアス供給回路の構成に関するも
のである。
（従来の技術）
モノリシックマイクロ波集積回路（以下、ＭＭＩＣと称
す）はシリコン、ガリウム砒素等の基板上にトランジス
タ、ダイオード等の能動素子とり、Ｃ，Ｒ等からなる受
動回路を集積化したものであり、個別部品と薄膜受動回
路を組み合わせて構成するハイブリッドマイクロ波集積
回路（以下、ＨＭＩＣと称す）に比べ大幅に小形化する
ことができる。また、ＨＭＩＣでは組立て後の調整が可
能である力ζＭＭＩＣでは形状が非常に小さいため製作
後の調整は困難である。
す）はシリコン、ガリウム砒素等の基板上にトランジス
タ、ダイオード等の能動素子とり、Ｃ，Ｒ等からなる受
動回路を集積化したものであり、個別部品と薄膜受動回
路を組み合わせて構成するハイブリッドマイクロ波集積
回路（以下、ＨＭＩＣと称す）に比べ大幅に小形化する
ことができる。また、ＨＭＩＣでは組立て後の調整が可
能である力ζＭＭＩＣでは形状が非常に小さいため製作
後の調整は困難である。
第４図に従来のＭＭＩＣ能動回路の一例として、ＭＭＩ
Ｃ増幅器の構成を示す。１はトランジスタ。
Ｃ増幅器の構成を示す。１はトランジスタ。
ＦＥＴ等の増幅素子、２はマイクロ波インピーダンス整
合回路（以下、整合回路と称す）、３は分布定数線路、
４はマイクロ波に対して６を接地する回路、５は直流阻
止回路、６は直流バイアス供給点である。従来のＭＭＩ
Ｃ増幅器の構成は無調整回路を実現するため、薄膜の厚
さあるいは電極間距離のバラツキが回路の特性に対して
影響するキャパシタ（ＭＩＭキャパシタ、インクディジ
タルキャパシタ等）は、回路の高周波化に伴って整合回
路要素から除外する傾向にあシ、一般的にはパタンの機
械的精度のみで特性が決まる分布定数のみを用いて増幅
器整合回路２の設計が行われていた。
合回路（以下、整合回路と称す）、３は分布定数線路、
４はマイクロ波に対して６を接地する回路、５は直流阻
止回路、６は直流バイアス供給点である。従来のＭＭＩ
Ｃ増幅器の構成は無調整回路を実現するため、薄膜の厚
さあるいは電極間距離のバラツキが回路の特性に対して
影響するキャパシタ（ＭＩＭキャパシタ、インクディジ
タルキャパシタ等）は、回路の高周波化に伴って整合回
路要素から除外する傾向にあシ、一般的にはパタンの機
械的精度のみで特性が決まる分布定数のみを用いて増幅
器整合回路２の設計が行われていた。
増幅器は、増幅素子に所定の直流バイアスを供給するバ
イアス回路と、増幅素子を信号源または負荷に対してイ
ンピーダンス整合させる整合回路が必要でちる。分布定
数のみで整合回路を構成する従来のＭＭＩＣ増幅器にお
いては大別すると以下の２つのいずれかの方法によシバ
イアス回路が構成されていた。
イアス回路と、増幅素子を信号源または負荷に対してイ
ンピーダンス整合させる整合回路が必要でちる。分布定
数のみで整合回路を構成する従来のＭＭＩＣ増幅器にお
いては大別すると以下の２つのいずれかの方法によシバ
イアス回路が構成されていた。
（１）３を高インピーダンス１／４波長分布定数線路、
４を低インピーダンスエ／４波長分布定数線路によシ構
成し、整合回路とは別回路とする。
４を低インピーダンスエ／４波長分布定数線路によシ構
成し、整合回路とは別回路とする。
（２）４を十分大きな容量を有し、電極の片側を接地さ
れた薄膜キャパシタによシ構成し、３を整合用スタブと
バイアス供給線路とに共用する。なお、このキャパシタ
はバイアス回路の一部としてのみ使用しており、その精
度は要求されない。
れた薄膜キャパシタによシ構成し、３を整合用スタブと
バイアス供給線路とに共用する。なお、このキャパシタ
はバイアス回路の一部としてのみ使用しており、その精
度は要求されない。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、（１）については、１／４波長分布定数
線路を２個用いるため小形化に限界があること、限られ
たＭＭＩＣチップ面積内で増幅器を多段化する場合には
バイアス回路間の距離あるいはバイアス回路−整合回路
間の距離を十分にとれないこと等の問題があった。（２
）については、４をできるだけＭＭＩＣチップの端に寄
せＭＩＭキャパシタの接地を最短距離で行う必要があり
、また、３の寸法は整合条件によ）決定されるため、Ｍ
ＭＩＣチップ内での増幅素子および回路バタンの配置が
制限される欠点があった。さらに、（２）の構成を用い
た整合では増幅器帯域を広くできない、高周波化しにく
い等の欠点があった。これらの欠点はＨＭＩＣでは組立
て後の調整が可能であることからあまシ問題とならなか
ったが、ＨＭＩＣでは無視できなくなった。
線路を２個用いるため小形化に限界があること、限られ
たＭＭＩＣチップ面積内で増幅器を多段化する場合には
バイアス回路間の距離あるいはバイアス回路−整合回路
間の距離を十分にとれないこと等の問題があった。（２
）については、４をできるだけＭＭＩＣチップの端に寄
せＭＩＭキャパシタの接地を最短距離で行う必要があり
、また、３の寸法は整合条件によ）決定されるため、Ｍ
ＭＩＣチップ内での増幅素子および回路バタンの配置が
制限される欠点があった。さらに、（２）の構成を用い
た整合では増幅器帯域を広くできない、高周波化しにく
い等の欠点があった。これらの欠点はＨＭＩＣでは組立
て後の調整が可能であることからあまシ問題とならなか
ったが、ＨＭＩＣでは無視できなくなった。
以上の理由により、従来のＭＭＩＣ増幅器においてはバ
イアス回路に起因する制約によ、９ＭＭＩＣチップの小
形化を十分に実現できない欠点があった。
イアス回路に起因する制約によ、９ＭＭＩＣチップの小
形化を十分に実現できない欠点があった。
本発明の目的はＭＭＩＣ能動回路において、上記欠点を
解消するバイアス回路を提供することにある。
解消するバイアス回路を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
本発明は、再現性の向上を可能にし、かつ、広い帯域に
わたって十分な整合が得られるＭＭＩＣ整合回路（半導
体回路；特願昭５９−１８６４８７ ）の一部に高イン
ピーダンス１／４波長分布定数線路を追加するだけで、
上記整合回路の利点を損うことなくバイアス回路を構成
することを主要な特徴とする。
わたって十分な整合が得られるＭＭＩＣ整合回路（半導
体回路；特願昭５９−１８６４８７ ）の一部に高イン
ピーダンス１／４波長分布定数線路を追加するだけで、
上記整合回路の利点を損うことなくバイアス回路を構成
することを主要な特徴とする。
（実施例）
はじめに本発明の適用されるインピーダンス整合回路を
第５図によシ説明する。この回路は特願昭５９−１８６
４８７に示されるものである。第５図は第４図における
整合回路２に相当する。
第５図によシ説明する。この回路は特願昭５９−１８６
４８７に示されるものである。第５図は第４図における
整合回路２に相当する。
第５図で７は能動素子または能動素子をインピーダンス
変換したもの、８，１０．１１および１２は分布定数線
路、９および１３はキャパシタ、１４はインダクタ、１
５は信号源または負荷インピーダンス、Ａ −Ａ’は基
準点、１６はＡ −Ａ’より７側を見たインピーダンス
、１７はＡ −Ａ’より１５側を見たインピーダンスで
ある。７〜１７のインピーダンスをそれぞれ等測的にＲ
＋”ｊＸ＋ ＋ ｊωＬａ’ Ｉ １／ｊωｃａ 、
ｊωＬａ“。
変換したもの、８，１０．１１および１２は分布定数線
路、９および１３はキャパシタ、１４はインダクタ、１
５は信号源または負荷インピーダンス、Ａ −Ａ’は基
準点、１６はＡ −Ａ’より７側を見たインピーダンス
、１７はＡ −Ａ’より１５側を見たインピーダンスで
ある。７〜１７のインピーダンスをそれぞれ等測的にＲ
＋”ｊＸ＋ ＋ ｊωＬａ’ Ｉ １／ｊωｃａ 、
ｊωＬａ“。
ｊωＬｍ 、 １／ｊωｃｍ 、 １／ｊωｃｂ 、
ｊωＬｂ 、 ｚｏ 、 Ｚａ 、 Ｚｂとする（ωは
角周波数）と整合条件は、Ｚａ＝Ｚｂ“
（１）ここで、斧は共役を示す。また、 Ｚａ＝１／（（ｊＸａ）−’＋（Ｒ１＋ｊＸ、）−１）
Ｚｂ＝ ｊωＬｍ＋ １／［：ｊωｃｍ＋ （Ｚｏ＋ｊ
ｘｂ）−’ ］ｘａ ＝ ω（Ｉ、ａ’＋ Ｌａ“）−
（ωｃａ）−１Ｘｂ＝ωＬｂ−（ωｃｂ）−１ 第５図の回路において、（Ｚｏ＋ｊＸｂ）−１＝ （１
−ｊＸｂ／Ｚ ｂ ）／Ｚ ｏが成立つ程度にＸｂが小
さいとし、Ｃａ。
ｊωＬｂ 、 ｚｏ 、 Ｚａ 、 Ｚｂとする（ωは
角周波数）と整合条件は、Ｚａ＝Ｚｂ“
（１）ここで、斧は共役を示す。また、 Ｚａ＝１／（（ｊＸａ）−’＋（Ｒ１＋ｊＸ、）−１）
Ｚｂ＝ ｊωＬｍ＋ １／［：ｊωｃｍ＋ （Ｚｏ＋ｊ
ｘｂ）−’ ］ｘａ ＝ ω（Ｉ、ａ’＋ Ｌａ“）−
（ωｃａ）−１Ｘｂ＝ωＬｂ−（ωｃｂ）−１ 第５図の回路において、（Ｚｏ＋ｊＸｂ）−１＝ （１
−ｊＸｂ／Ｚ ｂ ）／Ｚ ｏが成立つ程度にＸｂが小
さいとし、Ｃａ。
Ｃｂの設計値からのずれをΔＣａ、ΔＣｂとすれば、第
（２）式が満たされる時Ｃａ、Ｃｂの設計値からのずれ
による整合条件のずれが相殺される。ここで、朋ＩＣチ
ップ上ではΔＣａ／Ｃａ−ΔＣｂ／Ｃｂであるから、第
（３）式を満たすようにＣａ、ＣｂＯ値を選ぶことによ
りキャパシタのバラツキに影響されない再現性の良いＭ
ＭＩＣが実現できる。
（２）式が満たされる時Ｃａ、Ｃｂの設計値からのずれ
による整合条件のずれが相殺される。ここで、朋ＩＣチ
ップ上ではΔＣａ／Ｃａ−ΔＣｂ／Ｃｂであるから、第
（３）式を満たすようにＣａ、ＣｂＯ値を選ぶことによ
りキャパシタのバラツキに影響されない再現性の良いＭ
ＭＩＣが実現できる。
ｚｏ２・ωＣｂｚＸａ２・ωＣａ（３）また、従来の第
４図ＭＭＩＣが分布定数のみを用いて構成されていたの
に対し、第５図の構成ではキャパシタを追加しているた
めに整合回路のりアクタンス周波数特性を設６定する自
由度が向上し、整合帯域を従来の場合に比べて広くでき
る。
４図ＭＭＩＣが分布定数のみを用いて構成されていたの
に対し、第５図の構成ではキャパシタを追加しているた
めに整合回路のりアクタンス周波数特性を設６定する自
由度が向上し、整合帯域を従来の場合に比べて広くでき
る。
第１図は本発明の詳細な説明する図であって、１８は動
作周波数近傍において高インピーダンスＡ波長分布定数
線路、１９は８および９の接続点、加は１０および４の
接続点である。１８は直流では抵抗分は零である。今、
点加のインピーダンスは４によりマイクロ波に対して十
分小さいから、１８および１０の特性インピーダンス、
物理長、伝播波長をそれぞれＺｌａ ＋ １１８＋λ１
８およびＺｏｏ 、 ４ａ ＋λ１ｏ、９の容量を０９
とすると、点１９より点加を見るインピーダンスＺｃは
第（４）式になる。
作周波数近傍において高インピーダンスＡ波長分布定数
線路、１９は８および９の接続点、加は１０および４の
接続点である。１８は直流では抵抗分は零である。今、
点加のインピーダンスは４によりマイクロ波に対して十
分小さいから、１８および１０の特性インピーダンス、
物理長、伝播波長をそれぞれＺｌａ ＋ １１８＋λ１
８およびＺｏｏ 、 ４ａ ＋λ１ｏ、９の容量を０９
とすると、点１９より点加を見るインピーダンスＺｃは
第（４）式になる。
Ｚｃ ＝ Ｃ（ＪＺ＋ｓ ・ｔａｎ（２π４８／λ、８
）ｌ−’ここで、増幅器設計帯域で１１８〜λ１８／４
であるから第（４）式〔〕内の第１項は第２項に比べて
十分小さくなる。したがって、Ｚｃは第（５）式となる
。
）ｌ−’ここで、増幅器設計帯域で１１８〜λ１８／４
であるから第（４）式〔〕内の第１項は第２項に比べて
十分小さくなる。したがって、Ｚｃは第（５）式となる
。
第（５）式は９，１０および４のみからなる回路のイン
ピーダンスそのものであシ、１８の有無に影響されない
。これを第５図の回路に適用すると第２図となり、点」
を直流バイアス供給点とすることによシ再現性の良い、
かつ、広い帯域で整合が得られる増幅器回路が実現でき
る。本発明によれば第４図の整合回路２の中に３，４の
バイアス回路を吸収することができ、それだけ回路を簡
易化できる。
ピーダンスそのものであシ、１８の有無に影響されない
。これを第５図の回路に適用すると第２図となり、点」
を直流バイアス供給点とすることによシ再現性の良い、
かつ、広い帯域で整合が得られる増幅器回路が実現でき
る。本発明によれば第４図の整合回路２の中に３，４の
バイアス回路を吸収することができ、それだけ回路を簡
易化できる。
第３図に本発明を用いて設計した２段増幅器の特性計算
例を、１８が有る場合と無い場合とを比較して示す。回
路のインピーダンスは狛Ω系で、１８の動作周波数にお
ける特性インピーダンスは１００Ωとした。ここで、２
１は１８が有る場合の特性でバイアスは２０より供給す
るものであり、２２は１８が無い場合でバイアスは理想
的なバイアス回路により別途供給するものである。増幅
器の低域で若干の差が見られるが、他の８０％近い帯域
において１８の影響は殆んど見られない。１８のインピ
ーダンスは原則的に大きい方が望ましい。つまシもし動
作周波数で１８のインピーダンスが無限大ならば、動作
周波数における整合特性は第２図に示した回路と同様で
、かつ直流的に加からバイアス供給が可能となる。しか
し実際にはモノリシック回路でそれほど特性インピーダ
ンスは大きくできず、実用上１００〜１２０ρ程度であ
る。
例を、１８が有る場合と無い場合とを比較して示す。回
路のインピーダンスは狛Ω系で、１８の動作周波数にお
ける特性インピーダンスは１００Ωとした。ここで、２
１は１８が有る場合の特性でバイアスは２０より供給す
るものであり、２２は１８が無い場合でバイアスは理想
的なバイアス回路により別途供給するものである。増幅
器の低域で若干の差が見られるが、他の８０％近い帯域
において１８の影響は殆んど見られない。１８のインピ
ーダンスは原則的に大きい方が望ましい。つまシもし動
作周波数で１８のインピーダンスが無限大ならば、動作
周波数における整合特性は第２図に示した回路と同様で
、かつ直流的に加からバイアス供給が可能となる。しか
し実際にはモノリシック回路でそれほど特性インピーダ
ンスは大きくできず、実用上１００〜１２０ρ程度であ
る。
（発明の効果）
以上説明したように本発明は、個別のバイアス回路を必
要とせず整合回路の一部にバイアス回路を組み込む構成
であること、および広い帯域にわたって整合を実現しう
ろことのため、能動回路特性を犠牲にすることなくＭＭ
ＩＣ能動回路を簡易化あるいは小型化できる利点がある
。
要とせず整合回路の一部にバイアス回路を組み込む構成
であること、および広い帯域にわたって整合を実現しう
ろことのため、能動回路特性を犠牲にすることなくＭＭ
ＩＣ能動回路を簡易化あるいは小型化できる利点がある
。
第１図と第２図は本発明によるバイアス回路、第３図は
その特性の計算例を示す図、第４図は従来のバイアス回
路、第５図は本発明の適用されるインピーダンス整合回
路である。 １・・・増幅素子（能動素子）、２・・・整合回路、３
゜８ 、１０ 、１１ 、１２・・・分布定数線路、４
・・・マイクロ波に対して短絡する回路、５・・・直流
阻止回路、６・・・直流バイアス供給点、７・・・能動
素子または能動素子をインピーダンス変換したもの、９
，１３・・・キャパシタ、１４・・・インダクタ、Ｉ５
・・・信号源あるいは負荷のインピーダンス、Ａ−Ａ’
・・・基準点、１６・・・Ａ−Ａ′より７を見たインピ
ーダンス、１７・・・Ａ−Ａ’ｊｐ１５を見たインピー
ダンス、１８・・・高インピーダンス１／４波長分布定
数線路、１９・・ｇおよび９の接続点、加・・・１０お
よび４の接続点、２１・・・増幅器特性計算例（１８を
有する場合）、２２・・・増幅器特性計算例（１８が無
い場合）。
その特性の計算例を示す図、第４図は従来のバイアス回
路、第５図は本発明の適用されるインピーダンス整合回
路である。 １・・・増幅素子（能動素子）、２・・・整合回路、３
゜８ 、１０ 、１１ 、１２・・・分布定数線路、４
・・・マイクロ波に対して短絡する回路、５・・・直流
阻止回路、６・・・直流バイアス供給点、７・・・能動
素子または能動素子をインピーダンス変換したもの、９
，１３・・・キャパシタ、１４・・・インダクタ、Ｉ５
・・・信号源あるいは負荷のインピーダンス、Ａ−Ａ’
・・・基準点、１６・・・Ａ−Ａ′より７を見たインピ
ーダンス、１７・・・Ａ−Ａ’ｊｐ１５を見たインピー
ダンス、１８・・・高インピーダンス１／４波長分布定
数線路、１９・・ｇおよび９の接続点、加・・・１０お
よび４の接続点、２１・・・増幅器特性計算例（１８を
有する場合）、２２・・・増幅器特性計算例（１８が無
い場合）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 モノリシックマイクロ波能動回路に直流バイアスを供給
するバイアス回路において、 前記能動回路に一端を接続する、第１の誘導性分布定数
線路とキャパシタと第２の誘導性分布定数線路の直列回
路と、 第１の分布定数線路とキャパシタとの結合点と、第２の
分布定数線路の前記キャパシタと接続しない端子との間
に接続される、直流では抵抗値がほゞ０で動作周波数で
は回路の電源又は負荷インピーダンスの少なくとも２倍
の特性インピーダンスを有する１／４波長分布定数線路
とを有し、該１波長分布定数線路と前記第２の分布定数
線路の結合点を動作周波数に対し接地すると共に直流バ
イアス供給点とすることを特徴とする、モノリシックマ
イクロ波集積回路用バイアス回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16972885A JPH0650809B2 (ja) | 1985-08-02 | 1985-08-02 | モノリシツクマイクロ波集積回路用バイアス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16972885A JPH0650809B2 (ja) | 1985-08-02 | 1985-08-02 | モノリシツクマイクロ波集積回路用バイアス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6231208A true JPS6231208A (ja) | 1987-02-10 |
| JPH0650809B2 JPH0650809B2 (ja) | 1994-06-29 |
Family
ID=15891748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16972885A Expired - Fee Related JPH0650809B2 (ja) | 1985-08-02 | 1985-08-02 | モノリシツクマイクロ波集積回路用バイアス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0650809B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016111552A (ja) * | 2014-12-08 | 2016-06-20 | 三菱電機株式会社 | 高周波増幅器 |
-
1985
- 1985-08-02 JP JP16972885A patent/JPH0650809B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016111552A (ja) * | 2014-12-08 | 2016-06-20 | 三菱電機株式会社 | 高周波増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0650809B2 (ja) | 1994-06-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4486719A (en) | Distributed amplifier | |
| EP0018174B1 (en) | High frequency semiconductor device on an insulating substrate | |
| US4547745A (en) | Composite amplifier with divider/combiner | |
| US20070230090A1 (en) | Capacitor and electronic circuit | |
| JP2643662B2 (ja) | 高出力電界効果トランジスタ増幅器 | |
| US8421537B2 (en) | Electronic circuit | |
| US6710426B2 (en) | Semiconductor device and transceiver apparatus | |
| US5339047A (en) | X-band bipolar junction transistor amplifier | |
| JPS6114183Y2 (ja) | ||
| JPS6231208A (ja) | モノリシツクマイクロ波集積回路用バイアス回路 | |
| JPH0786851A (ja) | 高周波集積回路 | |
| JPS63244761A (ja) | 高周波平面回路装置 | |
| JP3062358B2 (ja) | マイクロ波集積回路素子 | |
| JPS6114182Y2 (ja) | ||
| JP2002222893A (ja) | 高周波増幅器 | |
| JPH0775295B2 (ja) | 高周波トランジスタの整合回路 | |
| JPH0821803B2 (ja) | 高周波トランジスタの整合回路 | |
| US3555443A (en) | Structure of integrated circuit | |
| JPH0637559A (ja) | マイクロ波増幅器 | |
| JPH0775293B2 (ja) | 高周波トランジスタの整合回路 | |
| JPH07321130A (ja) | 半導体装置 | |
| JPS6365242B2 (ja) | ||
| JPH0352029Y2 (ja) | ||
| JPH0774557A (ja) | マイクロ波半導体装置 | |
| JPS6114181Y2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |