JPS62254520A - 相補型mos集積回路 - Google Patents
相補型mos集積回路Info
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- JPS62254520A JPS62254520A JP61098991A JP9899186A JPS62254520A JP S62254520 A JPS62254520 A JP S62254520A JP 61098991 A JP61098991 A JP 61098991A JP 9899186 A JP9899186 A JP 9899186A JP S62254520 A JPS62254520 A JP S62254520A
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- JP
- Japan
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- circuit
- transistor
- channel mos
- output
- drain
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- Pending
Links
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 title claims abstract description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は相補型MOS集積回路(以下CMOS集積回路
と称す)に関し、特に高速化を図る等のため出力回路の
ドライブ能力を太き(設定した場合にもノイズの発生を
低減できるものに関するものである。
と称す)に関し、特に高速化を図る等のため出力回路の
ドライブ能力を太き(設定した場合にもノイズの発生を
低減できるものに関するものである。
第4図は従来のCMOS出力回路を示す図である。第4
図において、1′は入力端子、2は出力端子、3は電圧
VCCの電源が供給される電源端子、4はグランド(G
ND)端子、5はPチャネルMoSトランジスタ、6は
nチャネルMOS)ランジスタ、20は両トランジスタ
5.6からなる出力回路である。
図において、1′は入力端子、2は出力端子、3は電圧
VCCの電源が供給される電源端子、4はグランド(G
ND)端子、5はPチャネルMoSトランジスタ、6は
nチャネルMOS)ランジスタ、20は両トランジスタ
5.6からなる出力回路である。
第4図において、入力端子1′の入力電圧がGND電位
の時はPチャネルMOS)ランジスタ5がオンし、nチ
ャネルMoSトランジスタ6がオフし、出力端子2はV
ccの電位となる。逆に入力電圧がvcc電位の時は
、PチャネルMOSトランジスタ5がオフし、nチャネ
ルMOSトランジスタ6がオンし、出力端子2はGND
の電位となる。
の時はPチャネルMOS)ランジスタ5がオンし、nチ
ャネルMoSトランジスタ6がオフし、出力端子2はV
ccの電位となる。逆に入力電圧がvcc電位の時は
、PチャネルMOSトランジスタ5がオフし、nチャネ
ルMOSトランジスタ6がオンし、出力端子2はGND
の電位となる。
入力電位がGNDとvccO間にある時は、Pチャネル
MOS)ランジスタ5とnチャネルMOSトランジスタ
6のオン抵抗比により出力端子2の電位が決定される。
MOS)ランジスタ5とnチャネルMOSトランジスタ
6のオン抵抗比により出力端子2の電位が決定される。
第5図は、第4図における、貫通電流(I ce)と入
力電圧VIN′の関係を示す図である0図中、V TI
NはnチャネルMOS)ランジスタロのしきい値電圧、
V 、、、はPチャネル間O3)ランジスタ5のしきい
値電圧である。同図に示す様に、通常は入力電位がおよ
そ1/2■。、の時に貫通電流(■cc)の値がピーク
をもつようにPチャネル間O3)ランジスタ5及びnチ
ャネルMOS)ランジスタロのトランジスタサイズが決
定される。
力電圧VIN′の関係を示す図である0図中、V TI
NはnチャネルMOS)ランジスタロのしきい値電圧、
V 、、、はPチャネル間O3)ランジスタ5のしきい
値電圧である。同図に示す様に、通常は入力電位がおよ
そ1/2■。、の時に貫通電流(■cc)の値がピーク
をもつようにPチャネル間O3)ランジスタ5及びnチ
ャネルMOS)ランジスタロのトランジスタサイズが決
定される。
第6図は、出力回路を駆動する出力前段回路を含めた回
路図で、30がPチャネル間O3)ランジスタフ及びn
チャネルMOSトランジスタ8とからなり、第4図に示
す出力回路20を駆動する出力前段回路である。
路図で、30がPチャネル間O3)ランジスタフ及びn
チャネルMOSトランジスタ8とからなり、第4図に示
す出力回路20を駆動する出力前段回路である。
第9図は、基板に実装された場合の等価回路図で、ve
e端子3と外部電源vc、’との間、及びGND端子4
と外部電源のGND’との間には、それぞれ集積回路内
のフレーム、金線、プリント基板の配線にできるインダ
クタンスによるし成分200.201が入ってしまう。
e端子3と外部電源vc、’との間、及びGND端子4
と外部電源のGND’との間には、それぞれ集積回路内
のフレーム、金線、プリント基板の配線にできるインダ
クタンスによるし成分200.201が入ってしまう。
〔発明が解決しようとする問題点〕
最近の高速化の要求に伴い、出力回路を構成するMOS
)ランジスタの電流容量(ドライブ能力)は、非常に大
きく設定されてきている(例えばVcc=5Vで200
〜300mA) 、それにつれて、既に述べた貫通電流
も増大し、これにより第9図の等価回路に示されるし成
分で発生するスパイク電圧(e−−Ldt/dt)が大
きくなり、誤動作を起こすことが多くなってきている。
)ランジスタの電流容量(ドライブ能力)は、非常に大
きく設定されてきている(例えばVcc=5Vで200
〜300mA) 、それにつれて、既に述べた貫通電流
も増大し、これにより第9図の等価回路に示されるし成
分で発生するスパイク電圧(e−−Ldt/dt)が大
きくなり、誤動作を起こすことが多くなってきている。
即ち、第10図は出力端子2の波形の一例を示し、横軸
は時間、縦軸は電圧であるが、この図に示されるように
、回路出力が“L”→“H”、又は“H”−“L”へと
変化する動作時に大きなスパイクノイズが発生し、この
出力により駆動される他の回路が誤動作を引き起こすこ
ととなる。
は時間、縦軸は電圧であるが、この図に示されるように
、回路出力が“L”→“H”、又は“H”−“L”へと
変化する動作時に大きなスパイクノイズが発生し、この
出力により駆動される他の回路が誤動作を引き起こすこ
ととなる。
この発明は上記のような従来の問題点を解決するために
なされたもので、出力回路を構成するMOS)ランジス
タのドライブ能力を上げた時でも、貫通電流の増加を抑
えることができ、これによりスイッチング動作時のスパ
イクノイズを低減できると共に、貫通電流の増加による
消費電力の増加をも抑えることのできる相補型MOS集
積回路を提供することを目的とする。
なされたもので、出力回路を構成するMOS)ランジス
タのドライブ能力を上げた時でも、貫通電流の増加を抑
えることができ、これによりスイッチング動作時のスパ
イクノイズを低減できると共に、貫通電流の増加による
消費電力の増加をも抑えることのできる相補型MOS集
積回路を提供することを目的とする。
この発明に係る相補型MOS集積回路は、出力回路を駆
動する出力前段回路のPチャネルMOSトランジスタの
ドレインとnチャネルMOS)ランジスタのドレインと
の間に抵抗器を挿入したものである。
動する出力前段回路のPチャネルMOSトランジスタの
ドレインとnチャネルMOS)ランジスタのドレインと
の間に抵抗器を挿入したものである。
本櫨明においては、出力回路を駆動する出力前段回路の
Pチャネル間O3)ランジスタのドレインとnチャネル
MOS)ランジスタのドレインとの間に抵抗器を挿入し
たから、出力回路のスイッチング時の貫通電流を減少さ
せ、スイッチング時のスパイクノイズを減少できるとと
もに、消費電力の低減を図ることができる。
Pチャネル間O3)ランジスタのドレインとnチャネル
MOS)ランジスタのドレインとの間に抵抗器を挿入し
たから、出力回路のスイッチング時の貫通電流を減少さ
せ、スイッチング時のスパイクノイズを減少できるとと
もに、消費電力の低減を図ることができる。
第1図は本発明の一実施例による相補型MOS集積回路
の出力回路及び出力前段回路を示し、本実施例では第6
図に比べ、出力前段回路30のPチャネル間O3)ラン
ジスタフのドレインとnチャネルMOS)ランジスタ8
のドレインとの間に抵抗器9が追加されている。
の出力回路及び出力前段回路を示し、本実施例では第6
図に比べ、出力前段回路30のPチャネル間O3)ラン
ジスタフのドレインとnチャネルMOS)ランジスタ8
のドレインとの間に抵抗器9が追加されている。
次に本実施例回路(第1図)の作用効果を従来例(第6
図)と比較しながら説明する。
図)と比較しながら説明する。
まず、第6図の従来例における貫通電流の値を検討する
。第7図は第6図の出力前段回路部の等価回路図で、抵
抗器107はPチャネルMOSトランジスタ7のオン抵
抗値を表し、抵抗器108はnチャネルMOS)ランジ
スタ8のオン抵抗値を表す。第8図は、入力電圧(vl
)を0からvcc迄変比変化た時のそれぞれのオン抵抗
値RIO7、R108の変化を説明の便宜のため規格化
して示したものである0例えばVINが6゛(v)の時
、R107(7)抵抗値を1とし、voがV+(v)(
7)時10゜・・・、としている。
。第7図は第6図の出力前段回路部の等価回路図で、抵
抗器107はPチャネルMOSトランジスタ7のオン抵
抗値を表し、抵抗器108はnチャネルMOS)ランジ
スタ8のオン抵抗値を表す。第8図は、入力電圧(vl
)を0からvcc迄変比変化た時のそれぞれのオン抵抗
値RIO7、R108の変化を説明の便宜のため規格化
して示したものである0例えばVINが6゛(v)の時
、R107(7)抵抗値を1とし、voがV+(v)(
7)時10゜・・・、としている。
第6図において、出力回路200M03)ランジスタ5
,6のゲート電圧は同電位で、第8図の下段に示した■
r、P、v、11の電圧となる。この例では貫通電流の
ピークになるのは入力電圧がv2の時で、この時、出力
回路20の両MOS)ランジスタ5,6のゲートの電圧
VGP+ VGNは50/100Vccとなる。この
時、出力回路20に流れる貫通電流は次式の様に表せる
。
,6のゲート電圧は同電位で、第8図の下段に示した■
r、P、v、11の電圧となる。この例では貫通電流の
ピークになるのは入力電圧がv2の時で、この時、出力
回路20の両MOS)ランジスタ5,6のゲートの電圧
VGP+ VGNは50/100Vccとなる。この
時、出力回路20に流れる貫通電流は次式の様に表せる
。
ここでKは、コンダクタンス係数で、VTRはMOS)
ランジスタのしきい値電圧である。なお、ここでは、P
chMOS)ランジスタ5とNchMOSトランジスタ
6のコンダクタンス係数及びしきい値電圧は同じとして
いる0例えばVcc”’5V。
ランジスタのしきい値電圧である。なお、ここでは、P
chMOS)ランジスタ5とNchMOSトランジスタ
6のコンダクタンス係数及びしきい値電圧は同じとして
いる0例えばVcc”’5V。
VTH=0.7vとすると
Icc”’K (0,7) ” −3,24K ”・
(2)となる。
(2)となる。
次に第1図の実施例で同様に貫通電流の値を検討する。
第2図は従来例の第7図に相当する第1図の出力前段回
路30部の等価回路を示し、R107とR108の間に
抵抗器R109が挿入されており、出力回路20のPc
hMoSトランジスタ5とNckMOS)ランジスタロ
とでゲートに印加される電位が異なる。ここで、■。P
lloはPChMOSトランジスタ5のゲートにかかる
電圧、VGNlllはNchMOSトランジスタ6のゲ
ートにかかる電圧である。
路30部の等価回路を示し、R107とR108の間に
抵抗器R109が挿入されており、出力回路20のPc
hMoSトランジスタ5とNckMOS)ランジスタロ
とでゲートに印加される電位が異なる。ここで、■。P
lloはPChMOSトランジスタ5のゲートにかかる
電圧、VGNlllはNchMOSトランジスタ6のゲ
ートにかかる電圧である。
第3図は第1図の回路の場合の第8図に相当する表を示
し、第8図と同様、MOS!−ランジスタの抵抗値及び
挿入した抵抗器9の抵抗値を規格化して示している。
し、第8図と同様、MOS!−ランジスタの抵抗値及び
挿入した抵抗器9の抵抗値を規格化して示している。
第3図から貫通電流のピークは入力電圧が■2の時で、
NchMOSトランジスタ6のゲート・ソース間にかか
る電圧はl/4Vec、またPebMOSトランジスタ
5のゲート・ソース間にかかる電圧も(Vcc 3
/ 4 Vce) = 1 / 4 Vceである。
NchMOSトランジスタ6のゲート・ソース間にかか
る電圧はl/4Vec、またPebMOSトランジスタ
5のゲート・ソース間にかかる電圧も(Vcc 3
/ 4 Vce) = 1 / 4 Vceである。
第8図と同様に、この時、出力回路20に流れる貫通電
流を計算すると次の様になる。
流を計算すると次の様になる。
そして上記と同様ニVcc−5V、 VyM=0.7
Vとすると Icc=K (ニー0.7)寥−0,3025K −(
4)となる。
Vとすると Icc=K (ニー0.7)寥−0,3025K −(
4)となる。
すなわち、本実施例回路では従来例の場合(式(2))
に比し貫通電流を1/10以下に減少させることができ
る。また、第1図と第6図を比較すればねかるように、
出力回路20のPckMOS)ランジスタ5及びNch
MOSトランジスタ6の電流容量(ドライブ能力)は全
く差がなく、容量性負荷に対しても充分な高速性を得ら
れることは、言うまでもない。
に比し貫通電流を1/10以下に減少させることができ
る。また、第1図と第6図を比較すればねかるように、
出力回路20のPckMOS)ランジスタ5及びNch
MOSトランジスタ6の電流容量(ドライブ能力)は全
く差がなく、容量性負荷に対しても充分な高速性を得ら
れることは、言うまでもない。
なお、以上は相補型MOS集積回路を用いて説明したが
、本発明は他のMOS回路についても同様に応用可能で
ある。
、本発明は他のMOS回路についても同様に応用可能で
ある。
〔発明の効果〕
以上説明したように、本発明によれば、出力前段回路の
PckMOSトランジスタのドレインとNchMOSト
ランジスタのドレインとの間に抵抗器を挿入することに
より、出力回路のスイッチング時の貫通電流を減少させ
るようにしたので、スイッチング時のスパイクノイズを
減少できると共に消費電力の低減を図ることができる。
PckMOSトランジスタのドレインとNchMOSト
ランジスタのドレインとの間に抵抗器を挿入することに
より、出力回路のスイッチング時の貫通電流を減少させ
るようにしたので、スイッチング時のスパイクノイズを
減少できると共に消費電力の低減を図ることができる。
第1図はこの発明の一実施例による相補型MOS集積回
路を示す図、第2図は第1図の出力前段回路の等価回路
図、第3図は第1図の貫通電流を計算するための各値を
表に示す図、第4図は一般的なCMOS回路の最小構成
を示す図、第5図は第4図の回路の貫通電流を示す図、
第6図は従来の出力回路及び出力前段回路を示す図、第
7図は第6図の出力前段回路の等価回路図、第8図は第
6図の回路の貫通電流を計算するための各値を表に示す
図、第9図は第4図の回路の基板実装時の等価回路図、
第10図は第4図の回路で発生するスパイクノイズを示
す図である。 ■・・・入力端子、2・・・出力端子、3・・・電源端
子、4・・・グランド端子、5・・・PチャネルMOS
トランジスタ、6・・・NチャネルMOS)ランジスタ
。
路を示す図、第2図は第1図の出力前段回路の等価回路
図、第3図は第1図の貫通電流を計算するための各値を
表に示す図、第4図は一般的なCMOS回路の最小構成
を示す図、第5図は第4図の回路の貫通電流を示す図、
第6図は従来の出力回路及び出力前段回路を示す図、第
7図は第6図の出力前段回路の等価回路図、第8図は第
6図の回路の貫通電流を計算するための各値を表に示す
図、第9図は第4図の回路の基板実装時の等価回路図、
第10図は第4図の回路で発生するスパイクノイズを示
す図である。 ■・・・入力端子、2・・・出力端子、3・・・電源端
子、4・・・グランド端子、5・・・PチャネルMOS
トランジスタ、6・・・NチャネルMOS)ランジスタ
。
Claims (1)
- (1)PチャネルMOSトランジスタとnチャネルMO
Sトランジスタとを直列に接続した出力回路を内蔵した
相補型MOS集積回路において、上記出力回路を駆動す
る前段回路のPチャネルMOSトランジスタのドレイン
とnチャネルMOSトランジスタのドレインとの間に挿
入された抵抗器を備えたことを特徴とする相補型MOS
集積回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61098991A JPS62254520A (ja) | 1986-04-28 | 1986-04-28 | 相補型mos集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61098991A JPS62254520A (ja) | 1986-04-28 | 1986-04-28 | 相補型mos集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62254520A true JPS62254520A (ja) | 1987-11-06 |
Family
ID=14234456
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61098991A Pending JPS62254520A (ja) | 1986-04-28 | 1986-04-28 | 相補型mos集積回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62254520A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63136823A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-09 | Nec Corp | Cmos集積回路 |
JPH04330822A (ja) * | 1991-01-14 | 1992-11-18 | Toshiba Corp | Cmos出力バッファ回路 |
-
1986
- 1986-04-28 JP JP61098991A patent/JPS62254520A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63136823A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-09 | Nec Corp | Cmos集積回路 |
JPH04330822A (ja) * | 1991-01-14 | 1992-11-18 | Toshiba Corp | Cmos出力バッファ回路 |
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