JPS6224524A - ハイブリツドリレ− - Google Patents
ハイブリツドリレ−Info
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- JPS6224524A JPS6224524A JP60161786A JP16178685A JPS6224524A JP S6224524 A JPS6224524 A JP S6224524A JP 60161786 A JP60161786 A JP 60161786A JP 16178685 A JP16178685 A JP 16178685A JP S6224524 A JPS6224524 A JP S6224524A
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- Japan
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- relay
- voltage
- electromagnetic relay
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、負荷に供給される交流電源のスイッチング制
御を電磁リレーの接点を利用し、かつその接点の開閉を
交流電源のゼロ位相近傍で行うように制御することによ
り、長寿命化を計ったハイブリッドリレーに関するもの
である。
御を電磁リレーの接点を利用し、かつその接点の開閉を
交流電源のゼロ位相近傍で行うように制御することによ
り、長寿命化を計ったハイブリッドリレーに関するもの
である。
一般に、交流回路に接続されるモーター、電球および電
磁弁などの負荷の開閉操作には従来より電磁リレーが広
く使用されているが、電磁リレーの接点寿命が問題とな
るような開閉頻度の高い用途に対してはソリッドステー
トリレーが用いられている場合が多い。
磁弁などの負荷の開閉操作には従来より電磁リレーが広
く使用されているが、電磁リレーの接点寿命が問題とな
るような開閉頻度の高い用途に対してはソリッドステー
トリレーが用いられている場合が多い。
第４図は、ゼロクロス機能を有する従来のソリッドステ
ートリレーの回路構成図である。（特公昭５９−２９９
７５号公報参照） 第４図において交流電源Ｖには負荷りと、この負荷りを
開閉制御する双方向性サイリスタＴＲが直列に接続され
ている。
ートリレーの回路構成図である。（特公昭５９−２９９
７５号公報参照） 第４図において交流電源Ｖには負荷りと、この負荷りを
開閉制御する双方向性サイリスタＴＲが直列に接続され
ている。
この動作は、制御信号Ｅを印加することにより双方向性
サイリスタＴＲの端子ＴＩ、７２間の負荷交流電圧をダ
イオ−）ＤＩ〜Ｄ４で整流し、発光ダイオードＬＥＤを
駆動し、発光ダイオードＬＥＤからで出る光で動作して
いるフォトトランジスタＰＴのコレクタがハイレベルと
なった時、トランジスタＴｒがオンし、リレーＸが駆動
され、その接点ＸＳが動作し、双方向性サイリスタＴＲ
をオンさせて負荷りに電流を流すと共にこの状態を保持
する。
サイリスタＴＲの端子ＴＩ、７２間の負荷交流電圧をダ
イオ−）ＤＩ〜Ｄ４で整流し、発光ダイオードＬＥＤを
駆動し、発光ダイオードＬＥＤからで出る光で動作して
いるフォトトランジスタＰＴのコレクタがハイレベルと
なった時、トランジスタＴｒがオンし、リレーＸが駆動
され、その接点ＸＳが動作し、双方向性サイリスタＴＲ
をオンさせて負荷りに電流を流すと共にこの状態を保持
する。
次に、制御信号Ｅを取り去るとリレーＸに電流が流れな
くなり、その接点ＸＳが復帰し、双方向性サイリスクＴ
Ｒがオフし負荷りの電流を遮断するものである。
くなり、その接点ＸＳが復帰し、双方向性サイリスクＴ
Ｒがオフし負荷りの電流を遮断するものである。
このようなソリッドステートリレーにおいては開閉制御
素子として双方向性サイリスクが用いられているため、
電磁リレーと比較して次の欠点を有している。
素子として双方向性サイリスクが用いられているため、
電磁リレーと比較して次の欠点を有している。
（１）双方向性サイリスクの固有特性により双方向性サ
イリスタＴＲの端子Ｔｌ、Ｔ２間に１〜２Ｖｒｍｓの電
圧降下を生じる。
イリスタＴＲの端子Ｔｌ、Ｔ２間に１〜２Ｖｒｍｓの電
圧降下を生じる。
（２）上記の電圧降下分と双方向性サイリスタＴＲの端
子Ｔ１．７２間を流れる負荷電流により双方向性サイリ
スタ内部に発生する熱が大である。
子Ｔ１．７２間を流れる負荷電流により双方向性サイリ
スタ内部に発生する熱が大である。
（３）発生した熱は放熱の必要があり、そのため外形寸
法の小形化が困難であり、場合によっては放熱板を必要
とする。
法の小形化が困難であり、場合によっては放熱板を必要
とする。
（４）双方向性サイリスクを使用しているために高価と
なる。
なる。
（５）サージ電圧に弱いため、誤動作もしくは破壊し易
い。
い。
（６）サイリスクを介して負荷に通電中において、常に
ノイズが発生しているために他の信号回路に影響を与え
ることがある。
ノイズが発生しているために他の信号回路に影響を与え
ることがある。
本発明はこれらの欠点を除去するため、負荷に供給する
交流電源の制御素子として電磁リレーを使用し、その接
点で負荷の開閉を交流電源のゼロ位相近傍で行う制御回
路によってその接点の長寿命化を計り、信頼性の高いハ
イブリットリレーを提供せんとするものである。
交流電源の制御素子として電磁リレーを使用し、その接
点で負荷の開閉を交流電源のゼロ位相近傍で行う制御回
路によってその接点の長寿命化を計り、信頼性の高いハ
イブリットリレーを提供せんとするものである。
一般に、電磁リレーにおける接点の消耗量は接点のアー
クエネルギーにほぼ比例し、アークの大部分は接点の開
離時に生ずるため、接点の消耗量に関しては接点の開離
時のアークのみを考慮すればよい。第３図（ａ）は開離
位相の違いによる接点消耗量の変化を示すもので、これ
により電磁リレーの寿命を考えた場合、開離位相と電磁
リレーの接点の寿命回数との関係は第３図（ｂｌに示す
ように、開離位相がπに近づくにつれて接点の寿命が伸
び、交流電源をランダムに開離した場合と同じと考えら
れる開離位相π／２に対し、開離位相７／８■は２０倍
以上の寿命が得られることがわかる。また、接点の溶着
はランプ、モーター負荷等における突入電流により生ず
ることが多く、突入電流ゼロ近傍で投入すれば溶着の発
生を減少することが出来る。さらに接点負荷の開閉時に
おけるノイズの発生も減少させることが出来る。
クエネルギーにほぼ比例し、アークの大部分は接点の開
離時に生ずるため、接点の消耗量に関しては接点の開離
時のアークのみを考慮すればよい。第３図（ａ）は開離
位相の違いによる接点消耗量の変化を示すもので、これ
により電磁リレーの寿命を考えた場合、開離位相と電磁
リレーの接点の寿命回数との関係は第３図（ｂｌに示す
ように、開離位相がπに近づくにつれて接点の寿命が伸
び、交流電源をランダムに開離した場合と同じと考えら
れる開離位相π／２に対し、開離位相７／８■は２０倍
以上の寿命が得られることがわかる。また、接点の溶着
はランプ、モーター負荷等における突入電流により生ず
ることが多く、突入電流ゼロ近傍で投入すれば溶着の発
生を減少することが出来る。さらに接点負荷の開閉時に
おけるノイズの発生も減少させることが出来る。
以下、本発明を第１図に示す一実施例に基づき詳細に説
明すると、Ａは閉成タイミング制御回路、Ｂは開離タイ
ミング制御回路である。Ｈはハイブリッドリレーを示す
もので前記制御回路Ａ、Ｂを同時に備え、それぞれの機
能および用途（負荷の大きさ等）に対応し得る構成であ
る。
明すると、Ａは閉成タイミング制御回路、Ｂは開離タイ
ミング制御回路である。Ｈはハイブリッドリレーを示す
もので前記制御回路Ａ、Ｂを同時に備え、それぞれの機
能および用途（負荷の大きさ等）に対応し得る構成であ
る。
閉成および開離時におけるゼロクロス位相検出回路は交
流電源の両端に接続された電流制限抵抗Ｒ７、整流ブリ
ッジＢ１、発光ダイオードＬＥＤ。
流電源の両端に接続された電流制限抵抗Ｒ７、整流ブリ
ッジＢ１、発光ダイオードＬＥＤ。
フォトトランジスタＰＴ、負荷抵抗Ｒ５、微分用コンデ
ンサＣ４および微分用抵抗Ｒ４より構成され、閉成タイ
ミング制御回路はＮＯＲゲート回路Ｇｌ、ＮＯＴゲート
回路Ｇ２、積分用抵抗Ｒ２および積分用コンデンサＣ２
により構成されている。
ンサＣ４および微分用抵抗Ｒ４より構成され、閉成タイ
ミング制御回路はＮＯＲゲート回路Ｇｌ、ＮＯＴゲート
回路Ｇ２、積分用抵抗Ｒ２および積分用コンデンサＣ２
により構成されている。
上記発光ダイオードＬＥＤはフォトトランジスタＰＴと
共に同一容器内に収容されているフォトカプラを構成し
ているもので、交流電源入力時に発光し、この光はフォ
トトランジスタＰＴに照射されるようになっている。
共に同一容器内に収容されているフォトカプラを構成し
ているもので、交流電源入力時に発光し、この光はフォ
トトランジスタＰＴに照射されるようになっている。
開離タイミング制御回路Ｂは、ＮＯＲゲート回路Ｇ３．
Ｇ４、積分用抵抗Ｒ３および積分用コンデンサＣ３より
構成され、その出力ｆは前記閉成タイミング制御回路Ａ
の出力ＣとともにＮＯＲゲート回路Ｇ５の入力端子に接
続され、その出力ｄは入力抵抗Ｒ６を通してトランジス
タＴｒにより電磁リレーＸをその接点ＸＳの開閉がゼロ
位相で行えるように制御するものである。
Ｇ４、積分用抵抗Ｒ３および積分用コンデンサＣ３より
構成され、その出力ｆは前記閉成タイミング制御回路Ａ
の出力ＣとともにＮＯＲゲート回路Ｇ５の入力端子に接
続され、その出力ｄは入力抵抗Ｒ６を通してトランジス
タＴｒにより電磁リレーＸをその接点ＸＳの開閉がゼロ
位相で行えるように制御するものである。
また、ＤＩは逆流防止用ダイオード、Ｄ２は逆起電圧防
止用ダイオード、Ｒ１は電流制限用抵抗、ＣＩは充電用
コンデンサ、Ｅは入力電圧、Ｌは負荷、■は交流電源で
ある。
止用ダイオード、Ｒ１は電流制限用抵抗、ＣＩは充電用
コンデンサ、Ｅは入力電圧、Ｌは負荷、■は交流電源で
ある。
以下、上記のように構成された本発明のハイブリッドリ
レーの動作を第２図に示す波形図を併用して説明する。
レーの動作を第２図に示す波形図を併用して説明する。
初めに閉成時の動作について説明すると、第１図に示す
回路において第２図（ａ）の交流電源■および負荷りが
接続されている時、入力電圧Ｅがゼロならばハイブリッ
ドリレーＨ内の電磁リレーＸおよび閉成タイミング制御
回路Ａに電圧が供給されていないため電磁リレーＸは不
動作状態にあり、その接点ＸＳは開離状態にあり、負ｉ
Ｌに電流は流れない。
回路において第２図（ａ）の交流電源■および負荷りが
接続されている時、入力電圧Ｅがゼロならばハイブリッ
ドリレーＨ内の電磁リレーＸおよび閉成タイミング制御
回路Ａに電圧が供給されていないため電磁リレーＸは不
動作状態にあり、その接点ＸＳは開離状態にあり、負ｉ
Ｌに電流は流れない。
今、入力電圧Ｅが印加されると、すでに交流電源両端の
電圧は電流制限抵抗Ｒ７を通して整流ブリッジＢ１によ
り整流され発光ダイオードＬＥＤを駆動しているため、
ホトトランジスタＰＴが動作し、ａ点に交流電圧のゼロ
位相検出パルスが発生し、これがＮＯＲゲート回路Ｇｌ
の入力に加わりｂ点の電圧をローレベルとし、ＮＯＴゲ
ート回路Ｇ２によりこの状態を保持させ、積分用コンデ
ンサＣ２と積分用抵抗Ｒ２が接続されたＮＯＲゲート回
路Ｇ５の一方の入力Ｃ点にｂ点の電圧波形の立下りを積
分した波形を供給する。一方、Ｎ。
電圧は電流制限抵抗Ｒ７を通して整流ブリッジＢ１によ
り整流され発光ダイオードＬＥＤを駆動しているため、
ホトトランジスタＰＴが動作し、ａ点に交流電圧のゼロ
位相検出パルスが発生し、これがＮＯＲゲート回路Ｇｌ
の入力に加わりｂ点の電圧をローレベルとし、ＮＯＴゲ
ート回路Ｇ２によりこの状態を保持させ、積分用コンデ
ンサＣ２と積分用抵抗Ｒ２が接続されたＮＯＲゲート回
路Ｇ５の一方の入力Ｃ点にｂ点の電圧波形の立下りを積
分した波形を供給する。一方、Ｎ。
Ｒゲート回路Ｇ５のもう一方の入力はＮＯＲゲート回路
Ｇ４の入力に入力電圧Ｅが加わっていることによりロー
レベルとなっているため、前記０点におけるこの波形の
電圧がＮＯＲゲート回路Ｇ５の入力でローレベルとなる
時間ｔｌ後にｄ点の電圧がハイレベルとなり、トラジス
タＴｒがオンし電磁リレーＸを駆動し、該電磁リレーＸ
の動作時間ｔｏｐｓ後に電磁リレーＸの接点ＸＳが閉成
することにより負荷りに電流を流す。この場合、閉成点
が負荷交流電圧のゼロクロス点となるよう積分用コンデ
ンサＣ２と積分用抵抗Ｒ２により待ち合わせ時間ｔ１を
設定する。
Ｇ４の入力に入力電圧Ｅが加わっていることによりロー
レベルとなっているため、前記０点におけるこの波形の
電圧がＮＯＲゲート回路Ｇ５の入力でローレベルとなる
時間ｔｌ後にｄ点の電圧がハイレベルとなり、トラジス
タＴｒがオンし電磁リレーＸを駆動し、該電磁リレーＸ
の動作時間ｔｏｐｓ後に電磁リレーＸの接点ＸＳが閉成
することにより負荷りに電流を流す。この場合、閉成点
が負荷交流電圧のゼロクロス点となるよう積分用コンデ
ンサＣ２と積分用抵抗Ｒ２により待ち合わせ時間ｔ１を
設定する。
次に開離時の動作を説明すると、入力電圧Ｅが加わって
おり電磁リレーＸがすでに動作状態にあって、その接点
ＸＳに第２図Ｔｏ）の負荷交流電流が流れている時に入
力電圧Ｅを取り去ると、ＮＯＲゲート回路Ｇ４のダイオ
ードＤ１のアノード側に接続された一方の入力がローレ
ベルとなる。このとき、負荷交流電流のゼロ位相検出パ
ルスがＮＯＲゲート回路Ｇ３の一方の入力ａ点に加わっ
ているため、ＮＯＲゲート回路Ｇ４の出力ｅ点の電圧が
ハイレベルとなり、ＮＯＲゲート回路Ｇ３とＧ４により
この状態を保持させ積分用コンデンサＣ３と積分用抵抗
Ｒ３が接続されたＮＯＲゲート回路Ｇ５の一方の入力１
点にｅ点の電圧波形を積分した信号を供給し、ＮＯＲゲ
ート回路Ｇ５のもう一方の入力Ｃ点はローレベルに保持
されているためこの波形の電圧がＮＯＲゲート回路Ｇ５
の入力ｒでハイレベルとなる時間ｔ２後にｄ点の電圧が
ローレベルとなり、トランジスタＴｒがオフし、電磁リ
レーＸの駆動電流を遮断して電磁リレーＸの復帰時間ｔ
ｒｅｌ後にその接点ＸＳが開離することにより負荷電流
を遮断する。このとき開離点が負荷交流電流のゼロクロ
ス点となるよう積分用コンデンサＣ３と積分用抵抗Ｒ３
により待ち合わせ時間ｔ２を設定する。
おり電磁リレーＸがすでに動作状態にあって、その接点
ＸＳに第２図Ｔｏ）の負荷交流電流が流れている時に入
力電圧Ｅを取り去ると、ＮＯＲゲート回路Ｇ４のダイオ
ードＤ１のアノード側に接続された一方の入力がローレ
ベルとなる。このとき、負荷交流電流のゼロ位相検出パ
ルスがＮＯＲゲート回路Ｇ３の一方の入力ａ点に加わっ
ているため、ＮＯＲゲート回路Ｇ４の出力ｅ点の電圧が
ハイレベルとなり、ＮＯＲゲート回路Ｇ３とＧ４により
この状態を保持させ積分用コンデンサＣ３と積分用抵抗
Ｒ３が接続されたＮＯＲゲート回路Ｇ５の一方の入力１
点にｅ点の電圧波形を積分した信号を供給し、ＮＯＲゲ
ート回路Ｇ５のもう一方の入力Ｃ点はローレベルに保持
されているためこの波形の電圧がＮＯＲゲート回路Ｇ５
の入力ｒでハイレベルとなる時間ｔ２後にｄ点の電圧が
ローレベルとなり、トランジスタＴｒがオフし、電磁リ
レーＸの駆動電流を遮断して電磁リレーＸの復帰時間ｔ
ｒｅｌ後にその接点ＸＳが開離することにより負荷電流
を遮断する。このとき開離点が負荷交流電流のゼロクロ
ス点となるよう積分用コンデンサＣ３と積分用抵抗Ｒ３
により待ち合わせ時間ｔ２を設定する。
なお、負荷りの電源をオフさせるために任意の時に入力
電圧Ｅが取り去られると、各々のタイミング制御回路お
よび電磁リレーＸへの電源供給が断たれるため、目的と
するゼロ位相での開離が達成できなくなるため、その電
源供給を充電用コンデンサＣ１の放電作用により保証し
ている。
電圧Ｅが取り去られると、各々のタイミング制御回路お
よび電磁リレーＸへの電源供給が断たれるため、目的と
するゼロ位相での開離が達成できなくなるため、その電
源供給を充電用コンデンサＣ１の放電作用により保証し
ている。
以上説明したように、本発明は電磁リレーにより交流電
源のゼロ位相近傍で接点負荷の開閉を行うようにしたた
め、寿命が大幅に伸び、小形で発熱の掻めて少ない安価
なハイブリッドリレーを提供することが出来る。
源のゼロ位相近傍で接点負荷の開閉を行うようにしたた
め、寿命が大幅に伸び、小形で発熱の掻めて少ない安価
なハイブリッドリレーを提供することが出来る。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図（
ａ）、 （ｂ）は各々上記実施例の閉成タイミング制御
回路と開離タイミング制御回路の動作を説明するための
波形図、第３図（ａ）は開離位相と電磁リレーの接点消
耗量との関係を示すグラフ、第３図（ｂｌは開離位相と
電磁リレーの接点寿命回数との関係を示すグラフ、第４
図は従来のソリッドステートリレーの回路構成図である
。 Ａは閉成タイミング制御回路、Ｂは開離タイミング制御
回路、Ｅは入力電圧、■は負荷交流電源、Ｌは負荷、Ｘ
は電磁リレー、Ｘｓは電磁リレーの接点、Ｂ１はダイオ
ードブリッジ、ＬＥＤは発光ダイオード、ＰＴはフォト
トランジスタ、６１〜Ｇ５はゲート回路、Ｄｉ、Ｂ２は
ダイオード、Ｔｒはトランジスタ。
ａ）、 （ｂ）は各々上記実施例の閉成タイミング制御
回路と開離タイミング制御回路の動作を説明するための
波形図、第３図（ａ）は開離位相と電磁リレーの接点消
耗量との関係を示すグラフ、第３図（ｂｌは開離位相と
電磁リレーの接点寿命回数との関係を示すグラフ、第４
図は従来のソリッドステートリレーの回路構成図である
。 Ａは閉成タイミング制御回路、Ｂは開離タイミング制御
回路、Ｅは入力電圧、■は負荷交流電源、Ｌは負荷、Ｘ
は電磁リレー、Ｘｓは電磁リレーの接点、Ｂ１はダイオ
ードブリッジ、ＬＥＤは発光ダイオード、ＰＴはフォト
トランジスタ、６１〜Ｇ５はゲート回路、Ｄｉ、Ｂ２は
ダイオード、Ｔｒはトランジスタ。
Claims (1)
- （１）電磁リレーと、その接点と直列に接続した負荷に
供給される交流電源をゼロクロス位相近傍で前記リレー
の接点を閉成もしくは開離するタイミング制御回路とを
具備したものにおいて、その閉成もしくは開離時のゼロ
クロス位相を前記交流電源の両端に電流制限抵抗を介し
て整流ブリッジの入力端子を接続し、その出力をホトカ
プラの入力端子に接続してなる検出回路にて検出したこ
とを特徴とするハイブリッドリレー。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60161786A JPS6224524A (ja) | 1985-07-24 | 1985-07-24 | ハイブリツドリレ− |
| KR8601164A KR900000310B1 (en) | 1985-02-20 | 1986-02-19 | Hybrid relay circuit having electromagnetic relay for switching ac power supply |
| DE8686102183T DE3685131D1 (de) | 1985-02-20 | 1986-02-20 | Hybride relaisschaltung mit elektromagnetischem relais zum schalten einer wechselstromleistungsquelle. |
| EP86102183A EP0192258B1 (en) | 1985-02-20 | 1986-02-20 | Hybrid relay circuit having electromagnetic relay for switching ac power supply |
| US07/075,272 US4767944A (en) | 1985-02-20 | 1987-07-20 | Hybrid relay circuit having electromagnetic relay for switching AC power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60161786A JPS6224524A (ja) | 1985-07-24 | 1985-07-24 | ハイブリツドリレ− |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6224524A true JPS6224524A (ja) | 1987-02-02 |
Family
ID=15741879
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60161786A Pending JPS6224524A (ja) | 1985-02-20 | 1985-07-24 | ハイブリツドリレ− |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6224524A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5564325A (en) * | 1978-11-09 | 1980-05-15 | Honda Motor Co Ltd | Device for protecting ac power switch |
| JPS59132233A (ja) * | 1983-01-19 | 1984-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | リレ−駆動装置 |
-
1985
- 1985-07-24 JP JP60161786A patent/JPS6224524A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5564325A (en) * | 1978-11-09 | 1980-05-15 | Honda Motor Co Ltd | Device for protecting ac power switch |
| JPS59132233A (ja) * | 1983-01-19 | 1984-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | リレ−駆動装置 |
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