JPS62244276A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｈ）産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機等の電源として使用される
スイッチング制御型電源回路に関する。

険１　従来の技術 スイッチング制御型電源回路は種々の方式に分類される
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振を行なわせるものがあシ
、斯る方式のＷＬ＃回路の一つに特開昭５９−２５７０
号公報に紹介された第６図のものがある。このｇＩＩ６
因の電源回路は、大別して入力整流部（１１と、ブロッ
キング発振部（２）と。

コンバータトランス（３）と、誤差検出部（４）と、制
御部（５）と、出力整流部（６）と、帰還電流制御回路
（７）から構成されており、スイッチング制御型電源と
しての基本動作は後述する本発明の電源回路と同一であ
るから、ここでは本発明に関係ある部分についてのみ説
明する。

すなわち、第６図の従来例は、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のオン時に、コンバータトランス（３）の
帰還巻線（Ｎｓ）の８端側から図示の経路で上記トラン
ジスタ（ＴＲ４）のベースに正帰還電流Ｚｆを流してブ
ロッキング発振を行なうのであるが、その際、上記電流
経路内に定電流回路（ＯＡ）を含む帰還電流制限回路（
７）が設けられ。

定宮状態で上記正帰還電流工ｆを定′Ｉ底流化するよう
になっている。この点を更に詳しく説明すると。

スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間では帰
還巻線（Ｎ５）のａ、ｅ間の電圧によって前記回路（７
）内のトランジスタ（ＴＲＹ）がオンするようにツェナ
ーダイオード（ｐｌｏ）及び抵抗（Ｒ１６）〜（１１ｓ
）が選定されており、且つ抵抗（Ｒ１２）は抵抗（Ｒ１
７）よりも充分大きく設定されているので、前述の正帰
還電流Ｉｆは王に前記トランジスタ（ＴＲ５）を通って
流れ。

この電流はＴＲ５のベース、エミッタ間電圧ヲｖａｎと
し、Ｄｌｏのツェナー電圧をＶｔ、とすると。

（Ｖ　ｌ−Ｖ　ｌ　ｍ　）／　Ｒ１７ドア１：ツ”（定
電流にナル訳である。

ここで、上記正帰還電流工ｆを定電流化しているのは１
次の理由による。即ち、今、前記帰還電流制限回路（７
）が、定［流回路でなく定インピーダンス回路であると
すると、この場合の正帰還電流Ｉｆは、帰還巻線（、Ｎ
５）のｑ、　ｅ間電圧に比例し。

この電圧は入力巻線（Ｎ１）Ｉｃ印加される入力電圧に
比例する。このため、電流１ｆＦ！、、結局上記入力電
圧が低下すればするほど紘少する。ところが、第６図の
回路では上記入力電圧が低下するとスイッチングトラン
ジスタ（ＴＲ４）のオン期間が長くなるよう制御される
ようになっているので。

このＴＲ４のコレクン電流１１はこのとき増大する。従
って、入力電圧が大きく低下した場合は。

大きなビーブ値のコレクタ電流１１を流すのに８巣な充
分なベース正帰還電流工ｆを供給できず。

スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）がドライブ不足に
なって、２次１１１１１から所定の直流出力電圧が得ら
れなくなるからでおる。

し鵠　発明が解決しようとする問題点 第６因の従来例では、前述の如く正帰還電流工ｆの定電
流化によって、入力電圧が低い領域でのスイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のドライブ不足を解消して、或る
稈度定電圧制御範囲を広げることができるが、入力電圧
が高い領域では次のような問題がある。即ち、入力電圧
の高い領域に於いては、前記制限回路（７）は帰還電流
Ｉｔの増大を抑制するように働くので、スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のτ−パトライブ状態を若干改養
できることになる。しかし、この場合、上記制限回路の
トランジスタ（ＴＢＳ）は、そのコレゲタ、エミッタ間
インピーダンスが高くなるよう制御されるので、このＴ
Ｒ５での消費電力が増大する。このため、上ｄ己トラン
ジスタ（ＴＲＹ）にはコレクタ損失定格の大きいものを
使用しなければならず、放熱板も必要とし、ま九、抵抗
（Ｒ１２）（１１７）（Ｒ１８）もワット数の大きいも
のを必要とすることになる。従って、この従来例はコス
ト及び信頼性の面で問題であった。

そこで１本発明は斯る欠点を解消したスイッチング制御
型′ｗＬ＃を回路を提供することを目的としている。

に）問題点を解決するための手段 本発明では、前述の如きブロッキング発振方式のスイッ
チング制御型電源回路に於いて、コンバータトランスの
帰還巻線とスイッチングトランジスタのベースとの間に
設は光帰還電流制御向路を。

上記トランジスタのオン期間に於ける前記帰還巻線の電
圧が少なくとも或る一定値以下の領域ではその帰還巻線
の電圧の低下に応じて該巻線からの正帰還電流を増加さ
せるよう動作すべく構成した。

（ホ）作　用 上記構成に依れば、スイッチングトランジスタへの正帰
還電流！ｆは、入力電圧が低い領域では上記トランジス
タがドライブ不足とならないよう入力電圧の低下に応じ
て増大され、入力電圧が充分高い領域ではオーバドライ
ブとならないよう小さい電流値に制限される。

（へ）実施例 第１図は本発明電源回路の一実施例を示しておシ、第６
因と同一構成部分には同一図番を付して説明する。

すなわち、この実施例に於いて、プロツキング発振部（
２）は、入力整流部（１）の出力ライン（Ｌｌ）（Ｂ２
）間にコンバータトランス（３）の入力巻線（Ｎ１）と
スイッチングトランジスタ（ＴＲＹ）のコレクタ、エミ
ッタ間とエミッタ帰還用抵抗（Ｒ１４）及び電流検出用
抵抗（Ｒ１１）を直列接続し、上記トランスの帰還巻線
（Ｒ５）と前記スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）の
ベースとの間に正帰還電流制御回路（８）を接続してい
る。

誤差検出部（４）は、ライン（Ｌり（Ｂ４）間の直流電
圧の変動を誤差検出用トランジスタ（ＴＲ１）とツェナ
ーダイオード（Ｄ５）によって検出するものであり、上
記ライン（Ｌｓ）（Ｌａ）間の直流電圧はスイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に帰還巻線（Ｒ５）
の両端［０１ｔｅ１間に発生する電圧をダイオード（Ｄ
６）とコンデンサ（０３）で整流平滑して得られる。

制御部（５）は、前記帰還巻線（Ｎ３）の中点（（１１
と前記電流検出用抵抗（Ｒ１１）の上端ＩＥＩとの間に
整流用ダイオード（Ｄｌ）とターンオフ用コンデンサ（
０５）を直列に接続し、そのコンデンサ（Ｃ５）とダイ
オード（Ｄｌ）の接続中点ＩＦＩとスイッチングトラン
ジスタ（ＴＲ４）のベースとの間に抵抗（Ｒ９）（Ｒ１
０）を夫々介して一対の制御トランジスタ（ＴＲ２）（
ＴＲ５）のコレクタ・エミッタ間を接続し、その一方（
’ｒＲ２）のベースを前記誤差検出部（４）の出力但ｎ
のＧ点に接続した構成としている。また出力整流部（６
）は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ時に
前記トランス（３）の出力巻線（Ｎ２）に発生する電圧
をダイオード（Ｄ９）とコンデンサ（０８）で整流平滑
する構成である。

また、前述の帰還電流制御回路（８）は、帰還巻線（Ｒ
５）の中点＋４１とスイッチングトランジスタ（’１ｒ
Ｒ４）のベースとの間にダイオード（Ｄｌｌ）Ｓコンデ
ンサ（Ｏａ）、抵抗（Ｒ１２）からなる定インピーダン
ス路と、Ｐ１４Ｐ型のトランジスタ（ＴＲ６）のコレク
タ、エミッタ間を接続し、そのベースを、帰還巻線（Ｎ
３）の両端ｔｅｏａｔ間にダイオード（Ｄｌ　２　）及
びツェナーダイオード（Ｄｌ３）と共に直列接続された
分圧抵抗（Ｒ１６）（Ｒ１７）の中点（Ｈ）に接続した
構成になっている。

そして、このような帰還電流制御回路（８）の構成を本
実施例では大きな特徴としている。

次に斯る実施例に於いて、先ず、スイッチング制御型電
源としての基本的動作について概略的に説明し、その後
に帰還電流制御回路（８）の動作を詳述する。

■　電源回路の基本動作 電源スィッチ（８Ｗ）の投入時には入力整流部（１］の
ライン（Ｌｌ）から起動抵抗（Ｂ２）を介して流れる電
流ＸＢによってスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）が
トリガされ、そのトリガ後は帰還巻線（ＮｉＳ）から帰
還電流制御回路（８）を介して上記トランジスタ（ＴＲ
４）のベースに正帰還電流工ｆが供給されて、ブロッキ
ング発振が行なわれる。そして、このブロッキング発振
が行なわれている定常状態では、スイッチングトランジ
スタ（ＴＲＹ）が次のように制御される。

すなわち、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン
時にはそのコレクタ、エミッタ間に流れる剋流工１によ
って電流検出用抵抗（Ｒ１１）の上端側のＥ点に時間に
つれて増大する負電圧（Ｂ５、が基準ライン）が生じる
。その際、制御部（５）内のターンオフ用コンデンサ（
０５）はスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期
間に帰還巻線（ＮＢ　）のＣ端から電流検出用抵抗（Ｒ
１１）→Ｃ５→ｉイオード（Ｄｌ）を通って上記巻線（
Ｎ石、 Ｓ）の中、１句の経路で流れる電流によって図示の極性
に充電されており、制御トランジスタ（ＴＲ２）のエミ
ッタ即ちＦ点の電位は上記コンデンサ（ａＳ）の電圧と
先のＥ点の電位を加算した負電位である。従って、この
Ｆ点の電位が晴間につれて低下して行くことになる。

一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタとラ
イン（Ｂ５）の間に接続された抵抗（Ｒ７）（Ｒ８）曲
の中点（Ｇｌは、上記ライン（Ｂ５）に対して検出電圧
取出し用のコンデンサ（０３）の両端間電圧に応じた負
電位となっている。このため、先のＦ点の電位がＧ点の
電位よりも更にトランジスタ（ＴＲ２）のｖｅｘだけ低
下した時に。

制御トランジスタの（ＴＲ２）がオンとなって（ＴＢＳ
）もオンとなり、これによって前記ターンオフ用プンデ
ン’）（０５）を電源としてスイッチングトランジスタ
（ＴＲａ）のベース、エミッタ間に逆バイアス電流！ｄ
が図示の経路で流れ、このトランジスタがターンオフさ
れる。その後、このトランジスタ（ＴＲＹ）は次にこれ
が再びターンオンされるまで、帰還巻線（Ｎ５）の端子
（句（０１間の逆電圧によってｆ７状態に保持される。

次に、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間
には入力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量によ
る共振動作が行なわれ、この共振電流が電流工１の方向
に反転すると、それによって巻線（Ｎ５）の中点（（１
１から帰還電流制御回路（８）を通って正帰還電流ｘｆ
が流れるので、この正帰還動作によって上記トランジス
タ（ＴＲ４）はターンオンし、このオン状態が次に前述
の動作によって再びターンオフされるまで持続する。そ
してこのようなスイッチングトランジスタ（ＴＲａ　）
のオン、ｆフ動作によってコンバータトランス（４）の
出力巻線（Ｎ２）に矩形波電圧が堆われ、そのオフ期間
部分の電圧がダイオード（Ｄ９）とコンデンサ（Ｃ８）
によって直流出力電圧として取り出される。

ここで、ライン（Ｌ５）（ＬＡ）間には前述の如く上記
出力電圧に略比例した直流電圧が生じており、従って、
上記出力電圧が変動すると、０点即ち制御トランジスタ
（ＴＲ２）のベース電位が変化するので、スイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のターンオフタイミングが変化
して蝋電圧制御されるのである。例えば、ｉ！流比出力
電圧上昇し九ときは前記ライン（Ｌ５）（ＬＡ）間の電
圧が増大して０点の電位が上昇するので、スイッチング
トランジスタ（ＴＲＹ）のターンオフタイミングが早く
なり、その結果、オン期間が短くなって上記直流出力電
圧が低下する訳である。

（１）　　帰還電流制御回路（８）の動作さて、スイッ
チングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間に帰還巻線Ｃ
Ｉ４Ｍ）のｓｏ間及びｉｏ間にそれぞれ発生する電圧は
、前述の如く入力巻線（Ｎ１）の両端間の入力電圧に比
例するから、今Ｏ端側を基準電位とすると、ｅ端とｄ点
の電位は上記入力電圧に応じてそれぞれ′ＩＰ１２図の
Ｈｅ及びＨａのように変化する。そして、００間電圧が
ツェナーダイオード（Ｄｌりのツェナー電圧ｖｚ２とダ
イオード（Ｄｌ２）の立上り電圧ＶＤの和以上のときに
、それら両ダイオードが導通するから、ツェナーダイオ
ード（Ｄｌｓ）のアノード側の電位はＮ２図のＩｆのよ
うに変化し、従って。

抵抗（Ｒ１６）（Ｒ１７）の分圧中点（Ｈｌの電位は同
図のｌｈのように変化することになる。このためそのＨ
点の電位がｄ点の′電位よシもｖｍｍ以上低い場合には
、トランジスタ（ＴＲＹ）が導通し。

且つ、そのコレクタ、エミッタ間インターダンスはＨ点
の電位が低くなるほど小さくなる。

し九がって、前記入力電圧が第２図のｖｐ−ｖｑの範囲
では、その入力電圧の低下につれてトランジスタ（ＴＲ
６）のコレクタ、エミッタ間を流れる電流が増加する。

その際、抵抗（Ｒ１２）は上記トランジスタ（ＴＲ６）
のこのときのインピーダンスよりも充分大きく選定され
ているので。

結局、帰還＠線（Ｎ５）の中点（ａ）からスイッチング
トランジスタ（’Ｉ’Ｒ４）のベースに供給される正帰
還電流Ｘｔは、入力電圧が低下するほど増大して行くこ
とになる。それゆえ、入力電圧ｖｐを電源回路の安定化
制御範囲の下限値に、且つ、Ｖｑを上限近くの適当な値
に夫々設定することによって入力電圧が比較的低い領域
でスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）がドライブ不足
とならず。

常に良好な状態でイン駆動されることになる。

また、前記入力電圧がｖｑ以上になる鎮域ではトランジ
スタ（ＴＲ６）がカットオフになるので前述の中点（ａ
ｌからスづツチングトランジスタ（Ｔ１４）への正帰還
電流Ｚｆは、ダイオード（Ｄｌ）及び抵抗（Ｒ４２）を
通って流れる電流のみとなり、従って、この正帰還電流
工ｆは入力電圧の上昇につれて増加する。しかし１本実
施例では前述の如く抵抗（Ｒ１２）を大きく選ぶことに
よって、この場合の電流Ｘｆを第６因の従来例の定電流
化された正帰還電流よシも元々小さく設定しているので
、入力電圧が安定化制御範囲の上限の値になっても、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）はオーバドライブ状
態にならない。そして、この状態ではトランジスタ（Ｔ
Ｒ６）には全く電流が流れないので、このＴＲｄでの電
力消費が起らないことになる。

なお、前記ダイオード（Ｄｌ　１　）に並列接続のコン
デンサ（０４）は起動直後のみ急速に正帰還電流ｆｆを
供給するためのものである。

次に第５図は本発明’ｌｅｔ回路の他の実施例を示して
おり、第１図と同一構成部分には同一図番を付して説明
を割愛し、異たる部分のみについて説明する。即ち、先
の第１図の実施例では、帰還巻線のオン期間電圧の検出
を、＃ＸＸ小出力電圧比例する直流の負の検出電圧（Ｃ
端が基準電位）を取り出すための帰還巻線（Ｎ３）のｃ
、ｅ間の電圧を利用して行なっているので、帰還巻線に
正の検出電圧取り出し用のタップしか設けられていない
場合や中間タップが全く設けられていない場合には適用
できないことになる。

そこで、第５図の実施例では、帰還７ｔｔ流制御回路（
８）のＰＮＰ型トランジスタ（ＴＲ６）のベースに対し
て、入力整流部（１）の平滑コンデンサ（０，２）に発
生する直流入力電圧を抵抗（Ｒ啼？）（Ｒ２０）で分圧
し、その分圧の′１１！圧をツェナーダイオード（１）
１３）及び分圧抵抗（Ｒ１６）（Ｒ１７）を介して印加
するようにしている。即ち、この実施例の場合には、帰
還巻線（Ｎ３）のオン期間の電圧の変化をこれと比例関
係にある上記直流入力電圧によって間接的に検出してい
るのである。

そして、この実施例に於いては、帰還巻線（Ｎ５）の○
端を基準電位とし、前記抵抗（Ｒ１９）（Ｒ２０）の中
点工の電位をＥｌ、ツェナーダイオード（Ｄ１５）のア
ノード側の電位をＥｊとしてそれらを第２因と同様に帰
還電流制御回路（８）内の各点の電位と共に示すと＠４
図のようになるので。

この場合もＡＣ入力電圧範囲のｖｐ−ｖｑの範囲のとき
に第１囚の場合と同様に正帰還電流Ｘｆが制御される訳
である。

また、この第３図の実施例では、スイッチングトランジ
スタ（ＴＲ４）がブロッキング発振動作によってオン、
オフを行なう点は基本的に同一であるが、上江己トラン
ジスタ（ＴＲＹ）をターンオンさせる九めの制御回路（
５）の構成が第１図の回路とは相違している。即ち、こ
の実施例の場合にはスイッチングトランジスタ（ＴＲａ
）のエミッタを基準ライン（Ｌ５）に直結し、そのベー
ス・エミッタ間に単一の制御トランジスタ（ＴＲ２）の
コレクタ、エミッタ間を接続すると共に、帰還巻線（Ｎ
３）の両端（０１１（１）闇に積分回路（工ａ）を構成
する抵抗（Ｒ１８）とコンデンサ（Ｃ９）を直列に接続
し、その接続中点（ｃｌを上記制御トランジスタ（ＴＲ
２）のベースに接続しているのである。

これによりこの実施例では帰還巻線（Ｎ５）に発生する
矩形波電圧（第５図（（））を積分回路（ｒＣ）によっ
て積分して０点に同図（川の三角波電圧を得、この三角
波電圧（ロ）を制御トランジスタ（ＴＲ２）のベースに
於いて誤差検出部（４）内のに点に発生する直流電圧と
合成することによって同図（ハ）の電圧が得られる。従
って、この電圧Ｈが制御トランジスタ（ＴＲ２）のベー
ス、エミッタ間立上り電圧ｙｂｅに達したときに、制御
トランジスタ（ＴＲ２）がターンオンしてスイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のベース、エミッタ間を短絡せ
しめ、それによってこのトランジスタ（ＴＲ４）がター
ンオンするのである。このスイッチングトランジスタ（
ＴＲ４）のターンオフ以外の動作は第１図のものと略同
−である。

（ト）発明の効果 本発明の電源回路に依れば、入力電圧が低い領域では、
スイッチングトランジスタの正帰還電流を入力電圧の低
下に応じて増加させることができるので、上記正帰還電
流を定インピーダンス路或いは定電流回路を介して供給
する場合に比較して。

安定化制御範囲の下限を規定する入力電圧を下げて、上
記制御範囲を一段と大きく広げることができる。しかも
、入力電圧が制御範囲の上限付近の高い領域では、帰還
電流制御用のトランジスタに電流が流れないので、この
トランジスタでの電力損失が問題にならず、従って、コ
レクタ損失定格の大きい大電力用トランジスタやワット
数の大キい分圧抵抗を必要とせず、電源回路の信頼性の
向上と共に、大幅なコストダクンを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、！ｉｌ！２図
はその帰還電流制御回路内の各点の電位を示す特性図、
第３図は本発明の他の実施例を示す回路図、第４図はそ
の実施例の場合を示す第２図と同様の特性図、ＳＳ図は
ｖＩｓ図の実施例の要部の電圧波形を示す波形図、′Ｎ
！１６図は従来のスイッチング制御型電源回路を示す回
路図である。 （ＴＲ４）・・・スイッチングトランジスタ、（３）・
・・コンバータトランス、（８）・・・帰還電流制御回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流入力に対してコンバータトランスの入力巻線
   とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間を
   直列に接続し、前記トランスの帰還巻線から前記トラン
   ジスタのベースに正帰還電流を供給してブロッキング発
   振を行なわせると共に、前記トランスから得る直流電圧
   の変動に応じて前記トランジスタのスイッチングタイミ
   ングを制御するようにした電源回路に於いて、 前記帰還巻線と前記スイッチングトランジスタのベース
   との間に接続した帰還電流制御回路を、前記トランジス
   タのオン期間に於ける帰還巻線の電圧が少なくとも或る
   一定値以下の領域で、その帰還巻線の電圧の低下に応じ
   て該巻線からの正帰還電流を増加させるよう動作すべく
   構成したことを特徴とするスイッチング制御型電源回路
   。