JPS62225167A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に安定化
された複数の直流電圧を出力する多出力のスイッチング
レギュレータにＩ！２１する。

従来技術 従来、この種の回路はトランスに設けられた主出力用の
第１の二次巻線とは別の第２の二次巻線から、主出力用
二次巻線に現われるパルスと同一幅のパルスを取出し、
これを整流平滑して非安定直流を１ｇだ後、さらにこれ
をいわゆるシリーズスイッチング方式でスイッチング及
び整流平滑して安定化する方式がある。さらに別の方式
としては、既に回路上で作成されていて主出力を、制御
するために用いられる鋸歯状波又は三角波を第２の出力
電圧を誤差増幅して得られる出力と比較することによっ
てトランスの第２の二次巻線に現われるパルスの導通角
の制御を行って第２の直流出力を安定化するものもある
。

しかし前者の場合、シリーズスイッチングレギュレータ
を構成するのに平滑回路が二つ必要でざらに発振器等の
回路も必要となり、回路が煩雑となるばかりでなく電力
変換効率も悲いという欠点があった。後者の場合は、前
述の鋸歯状波又は三角波と主出力電圧を誤差増幅して得
られた出力とを比較することによって得られる制ａｌｌ
パルスを一般的には分周した後、片方のみを主スイツチ
ングトランジスタのｔｉｌｌｌｌｌ川に用いるため、第
２の出力をスイッチングｔ、ｌＩｍするための制御パル
スも分周する必要があり、分周回路がさらに必要となり
回路が煩雑になる。更には、主出力制御回路が集積回路
化されて鋸歯状波又は三角波が外部に取出せない場合に
この方式ｔよ採用できない等の欠点があっｔこ。

発明の目的 本発明の目的は上記の欠点を除去すべくなされたもので
、その目的とするところは、簡単な回路でかつ主制御回
路の一部が集積されていても第２の出力をスイッチング
制御するための制御パルスを容易に作成でき、更にｔよ
電力変換効率の良い第２の出力を得ることができる多出
力スイッチングレギュレータを提供することにある。

発明の構成 本発明によれば、−次巻線と第１及び第２の二次巻線と
を有するトランスと、このトランスの第１の二次巻線か
ら得られる主直流電圧と所定基準電圧との差に応じた誤
差電圧を発生する手段と、この誤差電圧と傾斜状電圧と
を比較する比較手段と、この比較により得られるパルス
によって前記１〜ランスの一次巻線側に設けられたスイ
ッチング素子の導通角を制御する手段とを含むスイッチ
ングレギュレータであって、前記比較手段によりｊｒＩ
られるパルスを用いて充放電制御される時定数回路と、
前記トランスの第２の二次巻線から得られる副面流電圧
と所定基準電圧との差に応じた誤差電圧を発生する手段
と、この誤差電圧と前記時定数回路の出力電圧とを比較
する比較手段とを有し、この比較手段の出力により前記
副直流電圧発生のために前記第２の二次巻線側に設けら
れたスイッチング回路の導通角を制御することを特徴と
する多出力スイッチングレギュレータが得られる。

実施例 次に本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の実施例を示す回路ブロック図であり、
トランス４と、スイッチングトランジスタ１と、ダイオ
ード３．２０と、平滑回路５とにより構成される部分が
スイッチングレギュレータの主回路部であり第１の直流
出力（主出力）ＶＯｌを１ｑる。２はスイッチングトラ
ンジスタ１を駆動Ｊるための駆動回路である。制御回路
１９は主出力の電圧ＶＯ１を一定に制御するための回路
で鋸歯状波又は三角波発生回路１２、誤差増幅ｉ５！１
３、比較器１１、フリップフロップ１０．２人カナンド
回路８，９で構成されている。

スイッチング回路６、平滑回路７、ダイオード２１はト
ランス４の二次巻線Ｎ４に現われるパルスをさらにスイ
ッチングさせ安定化された第２の直流出力（副出力）■
０２を得るためのものである。

さらに抵抗１５、コンデンサ１６で構成される部分が第
２の鋸歯状波を発生させるための時定数回路であり、ダ
イオード１４は逆流防止用である。

第２の誤差増幅ｐ！１８は第２の直流出力Ｖｏ２を基準
電圧Ｖ　ｒｅｒ２と比較し誤差増幅するためのもので、
第２の比較器１７は誤差増幅器１８の出力とコンデンサ
１６に現われるＷＡｒＩＡ状波とを比較し、スイッチン
グ回路６の導通角を定める制御パルスを発生させるため
のものである。

次に、第２図を参照しながら第１図の動作を説明する。

いま、直流出力電圧ＶＯ１と基準電圧■ｒｅｒ１とをＵ
；差増幅器１３にて比較増幅して得た電圧を鋸歯状波又
は三角波発生回路１２からの波形と比較することにより
比較器１１の出力にスイッチングトランジスタ１の導通
角を定めるための制御パルスを得る。この制御パルスは
フリップフロップ１０とナンド回路８，９にて二つに分
周され。

このうちパルス出力■ａが駆動回路２を通してスイッチ
ングトランジスタ１のベースに加えられ、第１の直流出
力■ｏ１は安定化される。

そこで、二つに分周されたもう一方のパルス出力ｖｂは
第２図の波形で表わされる。この出力はダイオード１４
を介し抵抗１５とコンデンサ１６の時定数回路に接続さ
れるため、コンデンサ１６の電圧Ｖｃは第２図のように
鋸歯状波となる。一方増幅器１８の作用により直流出力
２の電圧が基準電圧Ｖｒｃｆ２Ｊ：り低いと比較２！ｉ
１７の一側入力端子の電圧Ｖｄは下がり、逆に高いと上
げるように働く。従って比較器１７の出力パルスＶｅは
直流出力２の電圧が下がると広がり、上がるとその逆に
なる。

こうして直流出力電圧Ｖｏ２に応じた制御パルスＶｅは
スイッチング回路６に送られ、トランス４の巻＄１Ｎ４
に現われた電力パルスｖｆの導通角は制御され、ａｌｉ
ｌ制御された電力パルスｖｇが平滑回路７に送られ第２
の直流出力Ｖｏ２は一定に保たれるわけである。

ダイオード１４は逆流防止用であり、ナンド回路９出力
がオーブンコレクタの場合省略してもよいし、ナンド回
路９の出力とコンデンサ１６との闇に保護用に小さな値
の抵抗を設けてもよい。又、整流用ダイオード２０．２
１の接続位置は必ずしも第１図の位首でなくてし良い１
．第１図に於いて制御回路１９は一般に集積化されたも
のでいわゆるＩＣを用いるのが一般的になっている。ざ
らに第１図について付言すれば巻線Ｎ４から出力までは
整流平Ｗ１は一度のみであり、Ｊ：って十分良好な電力
変換効率が期待されることはちらろｌνである。

発明の詳細 な説明したように本発明によれば、分周されて１ｊられ
た余りの主出力制御パルス出力を取出し、これを時定数
回路に接続することによって主回路のスイッヂング周波
数に同期した新たな鋸歯状波を作り出し、さらにこれを
第２の直流出力を１けるためのスイッチング回路の制御
に用いることにより、簡単な回路でかつ電力変換効率の
良いスイッチングレギュレータを第２の直流出力に対し
ても実現できるという効果がある。さらに、フリップフ
ロップ１０及びナンド回路８．９にて得られる一対のパ
ルスのうら残余のパルスｖｂを０１直流出力の安定化の
ための制御パルスとして用いるようにしているので、主
制御回路に使用される鋸歯状波又は三角波が回路上外部
に取出せない場合にも、何ら束縛されなくて済むという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の回路図、第２図は第１図の回
路の動作を示す各部電圧波形図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・スイッチングトランジスタ４・・・・・
・トランス ５、　７・・・・・・平滑回路 ６・・・・・・スイッチング回路 １１．１７・・・・・・比較回路 １２・・・・・・傾斜状信号発生回路 １３．１８・・・・・・誤差増幅器 １５．１６・・・・・・時定数回路構成素子１９・・・
・・・制御回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 一次巻線と第１及び第２の二次巻線とを有するトランス
   と、このトランスの第１の二次巻線から得られる主直流
   電圧と所定基準電圧との差に応じた誤差電圧を発生する
   手段と、この誤差電圧と傾斜状電圧とを比較する比較手
   段と、この比較により得られるパルスによって前記トラ
   ンスの一次巻線側に設けられたスイッチング素子の導通
   角を制御する手段とを含むスイッチングレギュレータで
   あって、前記比較手段により得られるパルスを用いて充
   放電制御される時定数回路と、前記トランスの第２の二
   次巻線から得られる副直流電圧と所定基準電圧との差に
   応じた誤差電圧を発生する手段と、この誤差電圧と前記
   時定数回路の出力電圧とを比較する比較手段とを有し、
   この比較手段の出力により前記副直流電圧発生のために
   前記第２の二次巻線側に設けられたスイッチング回路の
   導通角を制御することを特徴とする多出力スイッチング
   レギュレータ。