JPH0475465A - 直流―直流変換電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、民生機器および産業機器、情報機器などに用
いられる直流−直流変換電源装置に関する。

従来の技術 従来、外部交流電流を入力とし、直流電圧を出力する電
源装置は、−たんその交流入力を整流平滑し、非安定化
直流電圧へ変換し、その非安定化直流電圧をインバータ
回路により交流電圧に変え、これを再び整流平滑して直
流電圧を得る。そのときインバータ回路部のスイッチン
グ素子の動作状態（スイッチングする周波数を固定させ
、オン時間を変化させる方式、あるいはオン時間を固定
してそのスイッチング周波数を変化させる方式）を変化
させることにより出口電圧を一定に保つ作用をする安定
化制御部を持つ。

第３図は、従来の交流入力とする直流−直流変換電源装
置の一例の回路図を示すものであり、第４図は、その主
要部の電圧／電流波形を示すものである。

構成要素として、１１は整流ダイオ７ドをフルブリッジ
状に接続して構成された整流器で、１次側整流部１とな
る。２は平滑用のコンデンサ１２より成る１次側平滑部
である。コンデンサ１２は整流器１１の出口端に並列に
接続されている。

Ａ、Ｂは、外部電源を供給するための電源端子であシ、
電流器１１の入口端に接続されている。

３はインバータ部である。インバータ部３内において、
１６はスイッチング素子であり、その動作タイミングは
、安定化制御部６の出口に従う。

１７はスイッチングトランスであり、入呂力の間の絶縁
および巻線比による出口電圧の入力電圧に対する昇降圧
を行う。コンデンサ１３．抵抗器１４゜ダイオード１６
は、スイッチング素子１６がオフ状態にあるときに発生
するスイッチングトランス１７の回生エネルギーを熱と
して消費させる作用を持つ回路で、スイッチングトラン
ス１７の１次側に並列に設けられる。

２次側整流部４は、整流器２１．２２により構成される
。整流器２１は、スイッチングトランス１７の出力を半
波整流するように直列に接続される。整流器２２は、ス
イッチング素子１６がオフの期間、チョーク２３に発生
する環流電流をバイパスさせる作用をする。

２次側平滑部５は、チョーク２３とコンデンサ２４によ
り構成される。チョーク２３は、２次側整流部４の出力
に直列に接続され、チョーク２３の出力端にコンデンサ
２４は接続される。コンデンサ２４の両端に発生する電
圧が出力電圧として負荷へ供給される。負荷はコンデン
サ２４に並列に接続される。

安定化制御部６は、出力電圧を入力とし、インバータ部
３のスイッチング素子１６の動作状態を変化させ出力電
圧を一定に保つように作用する。

本電源回路でのスイッチング素子１６．整流器２１．２
２のスイッチング波形を第４図に示す。

第４図のタイミングチャートにしたがい、構成要素のお
互いの関連動作を説明する。スイッチング波形の１周期
は、図示の通り、ｔｌからｔ６までで表現される。ここ
でｔ、からｔ２は、スイッチング素子１ｅがオフ状態か
らオン状態に移るターンオン期間である。鴨からｔ３は
、スイッチング素子１６がオン状態にあって、そのドレ
イン−ソース間の電圧は、素子が持つ特性に従った飽和
電圧を示す。つぎにｔ３からｔ４は、スイッチング素子
１６がオン状態からオフ状態に移るターンオフの期間で
ある。ｔ４から稲は、スイッチング素子１６がオフ状態
であることを示している。

第４図には、スイッチング素子１６のドレイン−ソース
間の電圧波形ｖＤｓ　およびドレイン電流波形ＩＤ、損
失波形ＰＤと整流器２１および２２の電流波形ＩＦ１．
１Ｆ２　を各々示している。

整流器２１および２２の電流波形ＩＦ１．１Ｆ２を加算
するとその平均電流は、負荷へ供給される電流と一致す
る。ここで整流器２１の電流波形■Ｆ１とスイッチング
素子１６０ドレイン電流！Ｄの位相は、同相でインバー
タ部３のスイッチングトランス１７の巻線比に比例した
関係を持つ。

負荷電流が増減すれば、整流器２１および２２の電流波
形ＩＦ１．ＩＦ２の尖頭値もそれに伴い増減し、かつス
イッチング素子１６のドレイン電流の尖頭値も増減する
ことになる。

つまり、スイッチング素子１６のドレイン電流ｌＤが流
れている期間にインバータ部３の１次側から２次側へ電
力が転送されていることになる。

発明が解決しようとする課題 ここでスイッチング素子１６が理想的なスイッチング特
性を有していればｔｌからｔ２のターンオンの期間およ
びｔ３からｔ４のターンオフの期間は、存在せず、ドレ
イン−ソース間の電圧と、ドレイン電流よりの双方が交
差することは無く、ターンオンおよびターンオフの期間
に損失は発生しない。

しかし、実際には、スイッチング素子１６のスイッチン
グ特性が有限であるため、第４図に示されるようにドレ
イン−ソース間電圧ｖＤｓ　とドレイン電流ＸＤには、
ターンオフおよびターンオンの各期間、その素子特有の
傾きが存在し、電圧と電流が交差するため、損失ＰＤが
存在する。

このＰＤは、スイッチング損失とも呼ばれ、スイッチン
グする電圧、電流の波高値が高ければ高い程大きくなり
、またＡＣラインの交流電圧を直接整流して入力として
使用するような電源装置で選択されるスイッチング素子
１６は、高耐圧のものが要求され、高耐圧のものほどス
イッチング特性が悪く、スイッチング損失が大きくなる
。

このスイッチング素子１６のスイッチング損失ＰＤは、
電源装置で発生する損失の主要因であり、大電力高力が
要求されるような仕様であればあるほど、発熱および変
換効率を悪化させるという問題点を有していた。

本発明は、上記問題に留意し、変換効率の良い直流−直
流変換電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段 本発明は、以上の問題を解決するため、従来のインバー
タ部の第１のスイッチング素子を固定周波数および固定
時比率で動作させ、従来の整流器２１の代わりに第２の
スイッチング素子を設け、第１のスイッチング素子がタ
ーンオンする期間およびターンオフする期間にドレイン
−ソース間に発生する電圧とドレイン電流が重ならない
ように、第２のスイッチング素子が、オンになるタイミ
ングを制御しながら、第２のスイッチング素子のスイッ
チングの時比率も制御し出力電圧の安定化も行う手段を
設けたものである。

構成として、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
このトランスの１次巻線に接続された第１のスイッチン
グ素子と、この第１のスイッチング素子を固定周波数で
かつ固定時比率（固定デユーティサイクル）でオンオフ
するよう制御する１次側発振部と、トランスの２次巻線
に発生する出力電圧を第２のスイッチング素子により整
流する整流部と、この整流部の整流出力を平滑する平滑
部と、トランスの２次巻線に第１のスイッチング素子の
オンオフによ・シ発生する出力電圧に同期した三角波を
発生する三角波発生部と、この三角波と第１の基準電源
により第１のスイッチング素子のターンオン期間を識別
する出力を発生する第１の電圧比較部と、三角波と第２
の基準電源により第１のスイッチング素子のターンオフ
期間を識別する出力を発生する第２の電圧比較部と、三
角波と平滑部の出力電圧に応じて変化する電圧検出電源
により平滑部の出力電圧を安定化するための信号を出力
する第３の電圧比較部と、前記第１．第２の電圧比較部
の出力を入力とするＲ−Ｓタイプフリップフロップと、
このＲ−Ｓタイプフリップフロップの出力と第３の電圧
比較部の出力を入力とする論理積部とを具備して、この
論理積部の出力により第２のスイッチング素子のオンオ
フを制御する直流−直流変換電源装置である。

作　　用 上記構成の本発明の直流−直流変換電源装置は、第１の
スイッチング素子を１次側発振部により固定周波数、固
定時比率でスイッチングさせることにより、トランスの
２次巻線に直流電源の電圧と１次巻線と２次巻線の巻線
比率に応じた矩形波出力電圧が発生し、この出力電圧を
第２のスイッチング素子により第１のスイッチング素子
のオン期間内で整流期間を変化させることにより、安定
化された直流電圧を得るものである。

第２のスイッチング素子の制御は、２次巻線の出力電圧
波形に同期した三角波出力を位相基準として用いている
ので、同期した位相制御となる。

この三角波は第１のスイッチング素子のターンオンから
ターンオフの期間にわたって三角波出力を有するもので
、この三角波出力の電圧と直流の基準電源の電圧を比較
することによシ、第１のスイッチング素子のターンオン
からターンオフの期間のある部分の期間を特定すること
ができる。すなわち第１の電圧比較部により第１のスイ
ッチング素子のターンオン期間を確実に区別するパルス
出力を得る。第２の電圧比較部により第１のスイッチン
グ素子のターンオフ期間を確実に区別するパルス出力を
得る。この第１．第２の電圧比較部のパルス出力を組合
せることにより、第１のスイッチング素子のターン期間
およびターンオフ期間が除かれたオン期間のみを特定す
ることができる。

この特定はＲ−Ｓタイプフリップフロップによシ達成で
きることになる。

第３の電圧比較部の出力は、平滑部の高力電圧に応じて
、パルス幅が変化する出力が得られ、この出力とＲ−Ｓ
タイプフリップフロップの出力を論理積回路機能を有す
る論理積部に入力することによシ、第１のスイッチング
素子のオン期間内のみに位相変化するパルス出力が論理
積部より得られる。この出力を第２のスイッチング素子
のドライブ信号として用い、オンオフ制御することによ
り、第２のスイッチング素子を、第１のスイッチング素
子のオン期間の範囲内でのみオンオフするとともに平滑
部の出力電圧が自動的に安定化される。

実施例 以下、本発明における直流−直流変換電源装置の実施例
を説明する。

まず、その構成要素とその概略動作を説明する。

第１図に示すように、１次側整流部１．１次側平滑部２
．インバータ部３，２次側平滑部６およびダイオード２
２は、第３図の従来例と同様な構成になっているので、
同じ符号を付し詳細な説明を省略する。またＡ、Ｂも第
３図の従来例と同様に外部電源を供給するための電源端
子であり、端子Ａ、Ｂは整流器１１の入力端に接続され
ている。

９ｏは１次側発振部で、第１のスイッチング素子１６を
固定周波数および固定時比率で駆動する作用を持つ。

基準電圧部９１内において、６６はツェナーダイオード
３６のツェナー電圧を決める抵抗器である。抵抗器５７
．５８は、ツェナーダイオード３６の両端に発生する電
圧を分圧し、第１の電圧比較部９３の基準電圧設定のた
めに設けられている。

抵抗器６１．６２は、ツェナーダイオード３６の両端に
発生する電圧を分圧し、第２の電圧比較部９４の基準電
圧設定のために設けられている。抵抗器６５ｔ６６は、
ツェナーダイオード３６の両端に発生する電圧を分圧し
、誤差増幅器部９６の基準電圧設定のために設けられて
いる。

三角波発生部９２内においてダイオード３２は、インバ
ータ部３の出力に直列に接続され、インバータ部３の出
力を半波整流するものである。この整流出力に抵抗器６
１が並列接続される。抵抗器５１は、整流出力の擬似負
荷的な役割を持つ。４１はオペアンプであり、抵抗器５
２　、６３　、５４　。

７３およびダイオード３３によシ、電圧比較回路を構成
している。オペアンプ４１は、ダイオード３２の半波整
流出力を入力とし、矩形波を出力する。この矩形波出力
を受け、ダイオード３４．定電流ダイオード３６．抵抗
器６６、コンデンサ７１にて構成される回路にて三角波
を発生させる。第２図実施例要部波形の（ｆ）に三角波
出力としてコンデンサ了１の両端電圧を波形を示す。

第１の電圧比較部９３内において、４２はオペアンプで
あり。６９はオペアンプ４２の動作にヒステリシスを持
たせるための帰環用抵抗器である。

６ｏはオペアンプ４２の出力を電源電圧Ｖ。Ｃヘプ肩ツ
ブするための抵抗器である。オペアンプ４２は、三角波
発生部９２の三角波出力を非反転入力とし、オペアンプ
４２の反転入力側発生する電圧と比較した結果を出力す
る。オペアンプ４２の反転入力側の電圧は、オペアンプ
４２の出力がＨのとき、ツェナーダイオード３６の両端
の電圧を抵抗器６７．６８で分圧した電圧になり、一方
りのときは、同じくツェナーダイオード３６の両端の電
圧を抵抗器６９と５８の並列合成抵抗と抵抗６７で分圧
しだ電圧となる。

第２の電圧比較部９４内において、４３はオペアンプで
ある。６３はオペアンプ４３の動作にヒステリシスを持
たせるための帰環用抵抗器である。

６４はオペアンプ４３の出力を電源電圧Ｖ。。　ヘプル
アップするための抵抗器である。オペアンプ４３は、三
角波発生部９２の三角波出力を非反転入力とし、オペア
ンプ４３０反転入力側に発生する電圧を比較した結果を
出力する。オペアンプ４３の反転入力側の電圧は、オペ
アンプ４３の出力がＨのとき、ツェナーダイオード３６
の両端の電圧を抵抗器６１．６２で分圧しだ電圧となり
、一方りのときは、同じくツェナーダイオード３６の両
端の電圧を抵抗器６２と６３の並列合成抵抗と抵抗６１
で分圧した電圧となる。

第３の電圧比較部９５内において、４４はオペアンプで
ある。７０はオペアンプ４４の出力を電源電圧Ｖ。。　
ヘプルアップするための抵抗器である。オペアンプ４４
ば、三角波発生部９２の三角波出力を非反転入力とし、
誤差増幅部９６の出力を反転入力とした比較結果を出力
する。

誤差増幅器部９θ内において、４６はオペアンプである
。抵抗器６７とコン≠ンサ７２は、オペアンプ４６の帰
環回路となる。オペアンプ４６は、ダイオード３６の両
端の電圧を抵抗ｉ６５．６６で分圧した電圧を非反転入
力とし、２次側平滑部６の出力電圧を抵抗器６８．６９
で分圧した電圧を反転入力として、それらの誤差増幅し
た結果を出力する。

４６はＲ−Ｓタイプのフリップフロップである。

第１の電圧比較部９３の出力をセット入口とし、第２の
電圧比較部９４の出力をリセット入力としている。Ｒ−
Ｓタイプフリップフロップ４６の出力Ｑは、第１の電圧
比較部９３の出力がＨ状態になるときＨになり、第２の
電圧比較部９４の出力がＨ状態になる時りになる。

ここで三角波発生部９２の三角波電圧波形が、立上り始
めて尖頭値に達する迄の時間は、はぼインバータ部３の
第１のスイッチング素子１６のオン時間に等しい。そこ
でその三角波を第１および第２の電圧比較部により、立
上り途中の電圧を検出し、その結果としてＲ−Ｓフリッ
プフロップ４６の出力をセットし、り七ッ卜すると、Ｒ
−Ｓフリップフロップ４６の出力がＨ状態である期間は
、第１のスイッチング素子１６が十分オン状態になって
いる期間と等しいか、それ以内となる。

つまり、Ｒ−Ｓタイプフリップフロップ４６の出力がＨ
状態にあるときにだけ、電力が転送されれば、第１のス
イッチング素子１６のターンオン期間、ターンオフ期間
に重なることがなくなるため、スイッチング損失が無く
なる。

４７はＮＡＮＤゲートであり、入力が全てＨのときにだ
け、出力がＬとなる。入力にＲ−Ｓタイプフリップフロ
ップ４６の出力と、第３の電圧比較部９５の出力が接続
されている。ＮＡＮＤゲート４７は、第２のスイッチン
グ素子３１を駆動する。ＮＡＮＤゲート４７の出力がＬ
のときにだけ、第２のスイッチング素子３１をオンにす
る。

ここで、第３の電圧比較部９６の出力は、２次側平滑部
５の出力電圧の状態によシ変化する時比率を持つ矩形波
であり、Ｈである状態がＲ−Ｓフリップフロップ４６の
出力がＨである時間より短ければ、その時比率で出力電
圧は、安定化されることになる。

２次側整流部４において、３は第２のスイッチング素子
であり、トランス１７の出力に直列接続される。第３図
従来の電源装置の回路図の整流器２１を置き換えた構成
となっている。整流器２２は、第２のスイッチング素子
１６がオフの期間、チョーク２３に発生する環流電流を
バイパスさせるもので、第２のスイッチング素子の出力
側に並列接続される。

つぎに動作の詳細説明を、第２図を用いて説明する。第
１のスイッチング素子１６のスイッチングの１周期をｔ
　から’１４　迄分けて各タイミングごとの各部の動作
を説明する。ｔｌ　　’１４がスイッチング動作の１周
期となる。第１のスイッチング素子１６は、１次側発振
部９ｏにより、固定周波数、固定時比率で駆動されてい
る。１１−１３間が第１のスイッチング素子１６のター
ンオン期間、１３−１７間がオン期間、１７−１９間が
ターンオフ期間となる（第２図（ａ）　、　（ｂ）　）
。ここで１１−１３間および１７−１９間の各期間にお
いてドレイン電流が重ならないようにすれば第１のスイ
ッチング素子１６のスイッチング損失は発生しない（第
２図（Ｃ））。つまりドレイン電流の立上りをｔ３以後
に行い、ドレイン電流の立下りをｔ７以前に行えば良い
ことになる。

三角波発生部９２は、前述のダイオード３２の半波整流
出力より、三角波を生成する。オペアンプ４１の非反転
入力端子に接続されている抵抗器５２から５４．７３に
より決定される電源電圧ｖｏｏ　を分圧した電圧を基準
にして、その反転入力であるダイオード３２の半波整流
出力（第２図（ｅ）　’）　トラ比較し、オペアンプ４
１の出力は、ｔ２−ｔ８間でＨ状態になる。この間定電
流ダイオード３５により、コンデンサ７１が充電される
ため、コンデンサ７１の両端の電圧は、時間とともに直
線的に上昇し、オペアンプ４１の出力がＬになるとき、
ｔ８の時点からコンデンサγ１の充電電圧は、ダイオー
ド３４．抵抗６６を通して放電され、ｔ　からｔ１３に
向って電圧は減少する。

この動作により、第２図（ｆ）に示されるように、コン
デンサ７１の両端の電圧変化として、三角波が得られる
。

得られた三角波は、第１のスイッチング素子１６のスイ
ッチング動作と完全に同期がとれているため、以下に述
べるように、この三角波から、第１のスイッチング素子
１６のターンオンおよびターンオフの期間にドレイン電
流が流れない制限を生成する。

第１の電圧比較部９３では、オペアンプ４２の非反転入
力に先の三角波発生部９２の三角波出力を入力として、
１だ基準電圧部９１のツェナーダイオード３６０両端の
電圧と抵抗器６７　、５８　。

６９により決定される電圧を反転入力として三角波のｔ
４の時点でＨになり、ｔ１２の時点でＬとなる。その様
子が第２図（ｑ）に示される。

第２の電圧比較部９４では、オペアンプ４３の非反転入
力に先の三角波発生部９２の三角波出力を入力として、
１だ基準電圧部９１のツェナーダイオード３６０両端の
電圧と抵抗器６１，６２゜６３によシ決定される電圧を
反転入力として三角波のｔ６の時点でＨになり、ｔｌ。

の時点でＬとなる。その様子が第２図小）に示される。

第３の電圧比較部９６では、オペアンプ４４の非反転入
力に先の三角波発生部９２の三角波出力を入力とし、ま
た誤差増幅器部９６の出力を反転入力として、三角波の
ｔ５の時点でＨになり、ｔｌｌの時点でＬになる。その
様子が第２図（３）に示されている。

ここで、第１および第２の電圧比較部９３．９４の出力
を入力とするＲ−Ｓタイプフリップフロップ４６の出力
は、１４−１６間がＨとなる出力を得る（第２図（ｉ）
）。この期間は、第１のスイッチング素子１６のオン期
間１３−１７よシ内側にあり、この期間に、ドレイン電
流が流れる。

このＲ−Ｓタイプフリップフロップ４６の出力と、第３
の電圧比較部９６の出力とを論理積をとって第２のスイ
ッチング素子３１を駆動すれば１６−１６の期間にだけ
、第１のスイッチング素子１６のドレイン電流が流れ、
かつ２次側の平滑部５へ電力が伝達される。したがって
、第１のスイッチング素子１６では、そのターンオン期
間１、−１３およびターンオフの期間１７−１９にドレ
イン電流と重なることがないため、スイッチング損失は
、発生しない。その様子を第２図（ｂ）、（Ｃ）に示す
。

本実施例では、その論理積の具体回路として、ＮＡＮＤ
ゲート４７を使用しており、その出力が第２図（ｋ）と
なる。この出力により第２のスイッチング素子１６を駆
動したときの第２のスイッチング素子３１のトランジス
タのコレクタ電流ヲ第２図（１）に示す。これにエリ回
生動作を行うダイオード２２は第２図（ホ）に示す回生
電流を流すことになる。なお本実施例は第２のスイッチ
ング素子３１にＰＮＰ　）ランジスタを用いたので論理
積としてＮＡＮＤゲート４７を用いたが、ＮＰＮ　）ラ
ンジスタを用いた用いた場合はＡＮＤゲートで駆動され
ることになることは言うまでもない。

発明の効果 以上の説明より明らかなように本発明は、直流−直流変
換電源装置のインバータ部の第１のスイッチング素子を
独立して動作させる発振回路と、２次側整流部に第２の
スイッチング素子を設け、第１のスイッチング素子の動
作に同期して動作し、第１のスイッチング素子が完全に
オン状態になってから電力を転送するように第２のスイ
ッチング素子を制限しながら、出口電圧の安定化制御を
行う制御回路を設けることになシ、従来の電源装置では
、損失の主要素であった第１のスイッチング素子が持つ
スイッチング特性により発生するスイッチング損失を無
くし、変換効率の向上および発熱の低減を行うことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の直流−直流変換電源装置の
回路図、第２図は同実施例の動作を示すタイミングチャ
ート、第３図は従来の直流−直流変換電源装置の回路図
、第４図は同従来例の動作を示すタイミングチャートで
ある。 ４・・・・・・２次側整流部、５・・・・・・２次側平
滑部、１６・・・・・・第１のスイッチング素子、１７
・・・・・・トランス、３１・・・・・・第２のスイッ
チング素子、４６・・・・・・Ｒ−Ｓタイプフリップフ
ロップ、４７・・・・・・ＮＡＮＤゲート、９０・・・
・・・１次側発振部、９２・・・・・・三角波発生部、
９３・・・・・・第１の電圧比較部、９４・・・・・・
第２の電圧比較部、９５・・・・・・第３の電圧比較部
。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１
   次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、前記第
   １のスイッチング素子を固定周波数、固定時比率でオン
   オフするように制御する１次側発振部と、前記２次巻線
   に発生する出力電圧を第２のスイッチング素子により整
   流する整流部と、前記整流部の整流出力を平滑する平滑
   部と、前記２次巻線に発生する出力電圧に同期した三角
   波を発生する三角波発生部と、前記三角波発生部の三角
   波出力と第１の基準電源より前記第１のスイッチング素
   子のターンオン期間を識別する出力を発生する第１の電
   圧比較部と、前記三角波出力と第２の基準電源より前記
   第１のスイッチング素子のターンオフ期間を識別する出
   力を発生する第２の電圧比較部と、前記三角波出力と前
   記平滑部の出力電圧に応じて変化する電圧検出電源によ
   り前記平滑部の出力電圧を安定化するための信号を出力
   する第３の電圧比較部と、前記第１、第２の電圧比較部
   の出力を入力とするＲ−Ｓタイプフリップフロップと、
   前記Ｒ−Ｓタイプフリップフロップの出力と前記第３の
   電圧比較部の出力を入力とする論理積部とを具備し、前
   記論理積部の出力により前記第２のスイッチング素子の
   オンオフを制御するようにしてなる直流−直流変換電源
   装置。
2. （２）電圧検出電源が、第３の基準電源と、平滑部の出
   力電圧に比例した電圧を入力とする誤差増幅器で構成さ
   れる請求項１記載の直流−直流変換電源装置。