JPH0429564A - 直流―直流変換電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、民生機器および産業機器、情報機器などに用
いられる直流−直流変換電源装置に関する。

従来の技術 従来、外部交流電流を入力とし、直流電圧を出力する電
源装置は、−旦その交流入力を整流平滑し、非安定化直
流電圧へ変換し、その非安定化直流電圧をインバータ回
路により交流電圧に変え、これを再び整流平滑して直流
電圧を得る。そのときインバータ回路部のスイッチング
素子の動作状態（スイッチングする周波数を固定させ、
オン時間を変化させる方式、あるいは、オン時間を固定
してそのスイッチング周波数を変化させる方式）を変化
させることにより出力電圧を一定に保つ作用をする安定
化制御部を持っている。

第３図は従来の電源装置の一例の回路図を示すものであ
り、第４図は、その主要部の電圧／電流波形を示すもの
である。

構成要素として１は整流ダイオードをフルブリッジ状に
接続して構成された整流器で、一次側整流部１となる。

２は平滑用のコンデンサより成る一次側平滑部である。

コンデンサ１２は整流器１１の出力端に並列に接続され
ている。

Ａ、Ｂは外部電源を供給するための電源端子であり、整
流器１１の入力端に接続されている。

３はインバータ部である。インバータ部３内において、
１６はスイッチング素子であり、その動作タイミングは
、安定化制御部６の出力による。

１７はスイッチングトランスであり、入出力の間の絶縁
および巻線比による出力電圧の入力電圧に対する昇降圧
を行う。コンデンサ１３．抵抗器１４、ダイオード１５
は、スイッチング素子１６がオフ状態にあるときに発生
するスイッチングトランス１７の回生エネルギーを熱と
して消費させる作用を持つ回路で、スイッチングトラン
ス１７の一次側に並列に設けられる。

二次側整流部４は、整流器２１．２２により構成される
。整流器２１は、スイッチングトランス１７の出力を半
波整流するように直列に接続される。整流器２２は、ス
イッチング素子１６がオフの期間、チョーク２３に発生
する環流電流をバイパスさせる作用をする。

二次側平滑部５は、チョーク２３とコンデンサ２４によ
り構成される。チョーク２３は、二次側整流部４の出力
に直列に接続され、チョーク２３の出力端にコンデンサ
２４が接続される。コンデンサ２４の両端に発生する電
圧が出力電圧として負荷へ供給される。負荷は、コンデ
ンサ２４に並列に接続される。

安定化制御部６は、出力電圧を入力とし、インバータ部
３のスイッチング素子１６の動作状態を変化させ出力電
圧を一定に保つように作用する。

本電源回路でのスイッチング素子１６、整流器２１．２
２のスイッチング波形を第４図に示す。

スイッチング波形の一周期は図示の通り、ｔからｔ５ま
でで表現される。ここでｔｌからｔ２は、スイッチング
素子１６がオフ状態からオン状態に移るターンオン期間
である。ｔ２からｔ３は、スイッチング素子１６がオン
状態にあって、そのドレイン−ソース間の電圧は、素子
が持つ特性に従った飽和電圧を示す。つぎにｔ３からｔ
４は、スイッチング素子１６がオン状態からオフ状態に
移るターンオフの期間である。ｔ４からｔ５は、スイッ
チング素子１６がオフ状態であることを示している。

第４図には、スイッチング素子１６のドレイン−ソース
間の電圧波形ＶＤＳおよびドレイン電流波形ＩＤ、損失
波形ＰＤと整流器２１および２２の電流波形ＩＦＩとＩ
Ｆ２の各々を示している。

整流器２１および２２の電流波形ＩＰＩとＴＦ２を加算
するとその平均電流は、負荷へ供給される電流と一致す
る。ここで整流器２１の電流波形ＩＰとスイッチング素
子１６のドレイン電流ＩＤの位相は、同相でインバータ
部３のスイッチングトランス１７の巻線比に比例した関
係を持つ。

負荷電流が増減すれば、整流器２１および２２の電流波
形ＩＰＩとＩＦ２の尖頭値もそれに伴い増減し、かつス
イッチング素子１６のドレイン電流の尖頭値も増減する
ことになる。

つまり、スイッチング素子１６のドレイン電流ＩＤが流
れている期間にインバータ部３の一次側から二次側へ電
力が転送されていることになる。

発明が解決しようとする課題 スイッチング素子１６が理想的なスイッチング特性を有
していればｔｌからｔ２のターンオンの期間およびｔ３
からｔ４のターンオフの期間は存在せず、ドレイン−ソ
ース間の電圧と、ドレイン電流Ｊ　Ｄの双方が交差する
ことはなく、ターンオンおよびターンオフの期間に損失
は発生しない。

しかしながら、実際にはスイッチング素子１６のスイッ
チング特性が有限であるため、第４図に示されるように
ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤには
、ターンオフおよびターンオンの各期間、その素子特有
の傾きが存在し、電圧と電流が交差するため、損失ＰＤ
が存在する。

このＰｏは、スイッチング損失とも呼ばれ、スイッチン
グする電圧、電流の波高値が高ければ高い程大きくなり
、またＡＣラインの交流電圧を直接整流して入力として
使用するような電源装置で選択されるスイッチング素子
１６は、高耐圧のものが要求され、高耐圧のもの程スイ
ッチング特性が悪く、スイッチング損失が大きくなる。

このスイッチング素子１６のスイッチング損失ＦＤは、
電源装置で発生する損失の主要因であり、大電力出力が
要求されるような仕様であればあるほど、発熱および変
換効率を悪化させるという問題点を有していた。

本発明は上記課題に留意し、変換効率の良い直流−直流
変換電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段 本発明は上記目的を達成するため、従来のインバータ部
の第１のスイッチング素子を固定周波数および固定時比
率で動作させ、従゛来の整流器２１の代わりに第２のス
イッチング素子を設け、第１のスイッチング素子がター
ンオンする期間およびターンオフする期間にドレイン−
ソース間に発生する電圧とドレイン電流が重ならないよ
うに、第２のスイッチング素子がオンになるタイミング
を制御しながら、第２のスイッチング素子のスイ・ンチ
ングの時比率も制御し出力電圧の安定化も行う手段を設
けたものである。

構成として、一次巻線と二次巻線を有するトランスと、
このトランスの一次巻線に接続された第１のスイッチン
グ素子と、この第１のスイッチング素子を固定周波数で
かつ固定時比率（固定デユーティサイクル）でオンオフ
するよう制御する一次側発振部と、トランスの二次巻線
に発生する出力電圧を第２のスイッチング素子により整
流する整流部と、この整流部の整流出力を平滑する平滑
部と、トランスの二次巻線に第１のスイッチング素子の
オンオフにより発生する出力電圧に同期した矩形波と三
角波を発生する矩形／三角波発生部と、この三角波と第
１の基準電源により第１のスイッチング素子のターンオ
ン期間を識別する出力を発生する第１の電圧比較部と、
三角波上第２の基準電源により第１のスイッチング素子
のターンオフ期間を識別する出力を発生する第２の電圧
比較部と、三角波と平滑部の出力電圧変動に比例した電
圧とにより平滑部の出力電圧を安定化するだめの信号を
出力する第３の電圧比較部と、この第１、第２．第３の
電圧比較部の出力と矩形波を入力とする論理積部とを具
備し、この論理積部の出力により第２のスイッチング素
子のオンオフ期間を制御する直流−直流変換電源装置で
ある。これにより第２のスイッチング素子は第１のスイ
ッチング素子のターンオン期間およびターンオフ期間を
除いたオン期間に同期してオンするとともに、第３の電
圧比較部の出力により、この第２のスイッチング素子の
オン期間が変化し、出力電圧が安定化されるものである
。

作用 上記構成の本発明の直流−直流変換電源装置は、第１の
スイッチング素子を一次側発振部により固定周波数、固
定時比率でスイッチングさせることにより、トランスの
二次巻線に直流電源の電圧と一次巻線と二次巻線の巻線
比率に応じた矩形波出力電圧が発生し、この出力電圧を
第２のスイッチング素子により第１のスイッチング素子
のオン期間内で整流期間を変化させることにより、安定
化された直流電圧を得るものである。

第２のスイッチング素子の制御は論理積回路機能を有す
る論理積部の出力により行われるが、この論理積部の入
力が第１．第２．第３の電圧比較部を入力としているた
め、第１の電圧比較部の出力により第１のスイッチング
素子のターンオン期間が確実に除かれ、第２の電圧比較
部により第１のスイッチング素子のターンオフ期間が確
実に除かれるため、第２のスイッチング素子は第１のス
イッチング素子が完全にオンしている期間のみオンする
ことになる。

また第３の電圧比較部の出力により、この第１のスイッ
チング素子の完全オン期間内でオン期間を制御すること
により、出力電圧を一定に保つ動作を行うことになる。

第１．第２．第３の電圧比較部は全て、二次巻線の出力
電圧に同期した三角波を出力する矩形／三角波発生部の
出力を入力とし、各目的に応じた基準電源を持っている
ため、出力電圧に同期した、それぞれの目的に応じた出
力を発生することができる。

実施例 以下、本発明における電源装置の実施例を説明する。

第１図に示すように、構成要素として一次側整流部１、
一次側平滑部２、インバータ部３、二次側平滑部５およ
びダイオード２２は、第３図の従来例と同様な構成にな
っているので同じ図番を付し、詳細な説明を省略する。

またＡ、Ｂも第１図の従来例と同様に外部電源を供給す
るための電源端子であり端子Ａ、Ｂは、整流器１１の入
力端に接続されている。

９０は、一次側発振部で第１のスイッチング素子１６を
固定周波数および固定時比率で駆動する作用を持つ。

基準電圧部９１内において、５７は、ツェナーダイオー
ド３６のツェナー電流を決める抵抗器である。ツェナー
ダイオード３６の両端に発生する電圧は、抵抗器で分圧
され基準電圧として用いられる。抵抗器６４．６５は、
ツェナーダイオード３６の両端に発生する電圧を分圧し
、第２の電圧比較部９４の第２の基準電圧設定のために
設けられている。抵抗器６６．６７は、ツェナーダイオ
ード３６の両端に発生する電圧を分圧し、誤差増幅器９
５の基準電圧設定のために設けられている。抵抗器７５
．７６は、ツェナーダイオード３６の両端に発生する電
圧を分圧し、第１の電圧比較部９３の第１の基準電圧設
定のために設けられている。

矩形／三角波発生部９２内において、ダイオード３２は
、インバータ部３の出力に直列に接続され、インバータ
部３の出力を半波整流するものである。この整流出力に
抵抗器５１が並列接続される。抵抗器５１は、整流出力
の擬似負荷的な役割を持つ。４１は、オペアンプであり
、抵抗器５２゜５３．５４．５５およびダイオード３３
により電圧比較回路を構成している。オペアンプ４１は
、ダイオード３２の半波整流出力を入力とし、矩形波を
出力する。この矩形波出力を受け、ダイオード３４．定
電流ダイオード３５．抵抗器５６．コンデンサ８１にて
構成される回路にて三角波を発生させる。第３図実施例
要部波形の（ｆ）に矩形波出力としてオペアンプ４１の
出力を（ｇ）に、三角波出力としてコンデンサ８１の両
端電圧波形を示す。

第１の電圧比較部９３内において、４２は、オペアンプ
である。５８は、オペアンプ４２の動作にヒステリシス
を持たせるための帰還用抵抗器である。５９は、オペア
ンプ４２の出力を電源電圧ＶＣＣヘブルアップするため
の抵抗器である。オペアンプ４２は、矩形／三角波発生
部９２の三角波出力を反転入力とし、オペアンプ４２の
非反転入力側に発生する電圧を比較した結果を出力する
。

オペアンプ４２の非反転入力側の電圧は、オペアンプ４
２の出力がＨのときツェナーダイオード３６の両端の電
圧を抵抗器７５．７６で分圧した電圧となり、一方りの
ときは、同じくツェナーダイオード３６の両端の電圧を
抵抗器７６と５８の並列合成抵抗と抵抗７５で分圧した
電圧となる。

第２の電圧比較部９４内において、４３は、オペアンプ
である。６０は、オペアンプ４３の動作にヒステリシス
を持たせるための帰還用抵抗器である。６１は、オペア
ンプ４３の出力を電源電圧ＶＣＣヘプルアップするため
の抵抗器である。オペアンプ４３は、矩形／三角波発生
部９２の三角波出力を非反転入力とし、オペアンプ４３
の反転入力側に発生する電圧を比較した結果を出力とす
る。オペアンプ４３の反転入力側の電圧は、オペアンプ
４３の出力がＨのとき、ツェナーダイオード３６０両端
の電圧を抵抗器６４．．６５で分圧した電圧となり、一
方りのときは、同じくツェナーダイオード３６の両端の
電圧を抵抗６０．６５の並列合成抵抗と抵抗６４で分圧
した電圧となる。

第３の電圧比較部９６内において、４４は、オペアンプ
である。６３は、オペアンプ４４の出力を電源電圧ＶＣ
Ｃヘプルアップするための抵抗器である。オペアンプ４
４は、矩形／三角波発生部９２の三角波出力を非反転入
力とし、誤差増幅器部９５の出力を反転入力とした比較
結果を出力する。

誤差増幅器部９５内において、４５は、オペアンプであ
る。抵抗器６９とコンデンサ８２は、オペアンプ４５の
帰還回路となる。オペアンプ４５は、ダイオード３６の
両端の電圧を抵抗器６６゜６７で分圧した電圧を非反転
入力とし、二次側平滑部５の出力電圧を抵抗６８．６９
で分圧した電圧を反転入力の誤差増幅した結果を出力す
る。

論理積部９７内において、４６はオペアンプである。抵
抗器７１．７２は、電源電圧ＶＣＣを分圧し、オペアン
プ４６の非反転入力とするものである。抵抗器７３は、
オペアンプ４６の出力を電源電圧Ｖｃｃヘプルアップす
るためのものである。

ダイオード３７〜４０のアノード側は、１つに接続され
、抵抗器７４を通して電源電圧ＶＣＣヘプルアップされ
ながら、オペアンプ４６の反転入力となる。ダイオード
３７のカソードは、矩形／三角波発生部９２の矩形波出
力へ接続される。ダイオード３８のカソードは、第１の
電圧比較部９３の出力へ接続される。ダイオード３９の
カソードは、第２の電圧比較部９４の出力へ接続される
。

ダイオード４０のカソードは、第３の電圧比較部９６の
出力へ接続される。ダイオード３７〜４０のカソード側
に接続されている各出力が全てＨになったときオペアン
プ４６の出力は、Ｌとなり、その他の条件では、全ての
組み合わせについて、オペアンプ４６の出力はＨとなる
。

二次側整流部４において、３１は、第２のスイッチング
素子であり、トランス１７の出力に直列接続される。第
３図従来の電源装置の回路図の整流器２１を置き換えた
構成となっている。整流器２２は、従来例と同じく、第
１のスイッチング素子１６がオフの期間、チョー゛り２
３に発生する環流電流をバイパスさせるもので、第２の
スイッチング素子３１の出力側に並列接続される。第２
のスイッチング素子３１は、論理積部９７の出力により
駆動され、その出力がＬになったときだけオン状態とな
る。

本実施例回路第１図での要部波形を第２図に示す。第２
図実施例要部波形では、（ａ）は第１のスイッチング素
子１６のドレイン−ソース間電圧および（ｂ）はドレイ
ン電流と（Ｃ）はスイッチング損失、（ｄ）はインバー
タ部の出力電圧波形、（ｅ）はダイオード３２の半波整
流電圧波形、げ）は矩形／三角波発生部９２の矩形波出
力、（ｇ）は矩形／三角波発生９２の三角波出力、（ｈ
）は第１の電圧比較部９３の出力電圧波形、（ｉ）は第
２の電圧比較部９４の出力電圧波形、（Ｄは第３の電圧
比較部９６の出力電圧波形、（紛は論理積部９７の出力
電圧波形、（１）は第２のスイッチング素子３１のコレ
クタ電流、（１）はダイオード２２の電流波形である。

スイッチングの一周期をｔｌ　からｔｌｓ迄分けて各タ
イミングごとの各部の動作を説明する。ｔ１〜ｔ１５が
スイッチング動作の一周期となる。第１のスイッチング
素子１６は、一次側発振部９０により、固定周波数、固
定時比率で稼動されている。ｔ１〜ｔ３間が第１のスイ
ッチング素子１６のターンオン期間、ｔ３〜ｔ８間がオ
ン期間、ｔ８〜ｔｌｏ間がターンオフ期間となる。ここ
でｔ１〜ｔ３問およびｔ８〜ｔｌｏ間の各期間において
ドレイン電流が重ならないようにすれば、第１のスイッ
チング素子１６のスイッチング損失は、発生しない。つ
まり、ドレイン電流の立上がりをｔ３以後に行い、ドレ
イン電流の立下がりをｔ７以前に行えば良いことになる
。

矩形／三角波発生部９２は、前述のダイオード３２の半
波整流出力より、矩形波と三角波を生成する。矩形波が
Ｈである期間ｔ２〜ｔ９は、第２のスイッチング素子３
１がオン状態になることができる最大時間を意味する。

しかし実際には、第１および第２の電圧比較部９３．９
４の動作により、その最大時間を採ることはできない。

オペアンプ４１の非反転入力端子に接続されている抵抗
器５２〜５４により決定される電源電圧ＶＣＣを分圧し
た電圧を基準にしてオペアンプ４１の出力が反転する。

その様子を第２図の（ｐ）に示し、ｔ２てオペアンプ４
１の出力がＨ，ｔｓでＬになることにより矩形波が生成
される。さらにこの矩形波がＨのとき定電流ダイオード
３５により、コンデンサ８１が充電されるためコンデン
サ８１の両端の電圧は時間とともに直線的に上昇し、オ
ペアンプ４１の出力がＬになるとき、ｔｓの時点から、
コンデンサ８１の充電電圧は、ダイオード３４゜抵抗５
６を通して放電され、ｔｓからｔ１４に向って電圧は、
減少する。この動作によりコンデンサ８１の両端の電圧
変化として三角波が得られる。

得られた矩形波と三角波は、第１のスイッチング素子１
６のスイッチング動作と完全に同期がとれているため、
以下に述べるようにこの三角波から、第１のスイッチン
グ素子工６のターンオンおよびターンオフ期間にドレイ
ン電流が流れない制限を生成する。

第１の電圧比較部９３では、オペアンプ４２の非反転入
力に先の矩形／三角波発生部９２の三角波出力を入力と
して、また基準電圧部９１のツェナーダイオード３６の
両端の電圧と抵抗器７５゜７６．５８により決定される
電圧を反転入力として三角波のｔ４の時点でＨになりｔ
１３の時点でＬとなる。その様子が第２図（ｈ）に示さ
れる。

第２の電圧比較部９４では、オペアンプ４３の反転入力
に先の矩形／三角波発生部９２の三角波出力を入力とし
、また基準電圧部９１のツェナーダイオード３６の両端
電圧を抵抗６４，６５．６０により決定される電圧を非
反転入力として三角波のｔ６の時点でＬになりｔ目の時
点でＬになる。

その様子が第２図（ｉ）に示される。

第３の電圧比較部９６では、オペアンプ４４の非反転入
力に矩形／三角波発生部９２の三角波出力を入力とし、
また誤差増幅器部９５の出力を非反転入力として、三角
波のｔｓの時点でＨになり、ｔ１２の時点でＬになる。

その様子が第２図（ｊ）に示されている。

矩形／三角波形発生部９２の矩形波出力と上述した第１
から第３の電圧比較部９３，９４．９６の各出力の論理
積をとると、丁度第１のスイッチング素子１６がオン状
態になっている期間ｔ３〜ｔ８に入る様な形で期間ｔ５
〜ｔ６にパルスを出力することができる。論理積部９７
の出力が第２図の（りに示される。このｔ５〜ｔ６の期
間にだけ第２のスイッチング素子３１が駆動され、その
間だけ、第１のスイッチング素子１６のドレイン電流が
流れ、かつ二次側の平滑部２３へ電力が伝達される。し
たがって、第１のスイッチング素子１６では、そのター
ンオン期間ｔ、−ｔ３およびターンオフの期間ｔ８〜ｔ
ｌＯにドレイン電流と重なることがないため、スイッチ
ング損失は、発生しない。その様子を第２図の（ｂ）　
、　（ｃ）に示される。ここで第１の電圧比較部９３は
、その作用として、第１のスイッチング１６のターンオ
ン期間より後に第２のスイッチング素子３１がオン状態
になるよう、タイミングを制限する。さらに、第２の電
圧比較部９４は、その作用として、第１のスイッチング
素子１６のターンオフ期間より前に第２のスイッチング
素子３１がオフ状態になるようにタイミングを制限する
。そして、誤差増幅器部９５と第３の電圧比較部９６は
、安定した出力電圧を得るように、ｔ４〜ｔ７の間で第
２のスイッチング素子３１のオン状態にある時比率を制
限するように作用する。

発明の効果 以上の説明より明らかなように本発明は、電源装置のイ
ンバータ部の第１のスイッチング素子を独立して動作さ
せる発振回路と二次側整流部に第２のスイッチング素子
を設け、第１のスイッチング素子の動作に同期して動作
して第１のスイッチング素子が完全にオン状態になって
から電力を転送するように第２のスイッチング素子を制
御しながら、出力電圧の安定化制御を行うように作用す
る制御回路を設けることにより、従来の電源装置では、
損失の主要素であった第１のスイッチング素子が持つス
イッチング特性により発生するスイッチング損失をなく
し、電源装置の変換効率の向上および発熱の低減を行う
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の電源装置の回路図、第２図
は同実施例の動作を示すタイミングチャート、第３図は
従来の電源装置の回路図、第４図は同従来例の動作を示
すタイミングチャートである。 ４・・・・・・二次側整流部、５・・・・・・二次側平
滑部、１６・・・・・・第１のスイッチング素子、１６
・・・・・・トランス、３１・・・・・・第２のスイッ
チング素子、９０・・・・・・一次側発振部、９２・・
・・・・矩形／三角波発生部、９３・・・・・・第１の
電圧比較部、９４・・・・・・第２の電圧比較部、９６
・・・・・・第３の電圧比較部、９７・・・・・・論理
積部。 代理人の氏名　弁理士　粟野重孝　ほか１名ローｙ山１
Ｌ−―

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線
   に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のス
   イッチング素子を固定周波数、固定時比率でオンオフす
   るように制御する一次側発振部と、前記二次巻線に発生
   する出力電圧を第２のスイッチング素子により整流する
   整流部と、前記整流部の整流出力を平滑する平滑部と、
   前記二次巻線に発生する出力電圧に同期した矩形波と三
   角波を発生する矩形／三角波発生部と、前記三角波と第
   １の基準電源より前記第１のスイッチング素子のターン
   オン期間を識別する出力を発生する第１の電圧比較部と
   、前記三角波と第２の基準電源より前記第１のスイッチ
   ング素子のターンオフ期間を識別する出力を発生する第
   ２の電圧比較部と、前記三角波と前記平滑部の出力電圧
   変動より前記平滑部の出力電圧を安定化するための信号
   を出力する第３の電圧比較部と、前記第１、第２、第３
   の電圧比較部の出力と前記矩形波を入力とする論理積回
   路を有する論理積部とを具備し、前記論理積部の出力に
   より前記第２のスイッチング素子のオンオフを制御する
   直流−直流変換電源装置。