JPS62217717A - 電界効果トランジスタ論理回路 - Google Patents
電界効果トランジスタ論理回路Info
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- JPS62217717A JPS62217717A JP61059388A JP5938886A JPS62217717A JP S62217717 A JPS62217717 A JP S62217717A JP 61059388 A JP61059388 A JP 61059388A JP 5938886 A JP5938886 A JP 5938886A JP S62217717 A JPS62217717 A JP S62217717A
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- 230000005669 field effect Effects 0.000 title description 8
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 4
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 6
- 101150079361 fet5 gene Proteins 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 101100484930 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) VPS41 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 101150073536 FET3 gene Proteins 0.000 description 1
- 101150015217 FET4 gene Proteins 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00369—Modifications for compensating variations of temperature, supply voltage or other physical parameters
- H03K19/00384—Modifications for compensating variations of temperature, supply voltage or other physical parameters in field effect transistor circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0952—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using Schottky type FET MESFET
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電界効果トランジスタ論理回路に関し、特に基
準電圧発生回路を付加した電界効果トランジスタ論理回
路に関するものである。
準電圧発生回路を付加した電界効果トランジスタ論理回
路に関するものである。
GaAs半導体はSiより数倍移動度が高いことからS
iでは実現不可能な高速論理動作を目指したGaAs
LSIの開発が各所で精力的に成されてきている。特
に、デプレーション型ショットキゲート電界効果トラン
ジスタ(MESFET>を用いたBFL (Buf f
ered FETLogic)回路は、大負荷を駆
動する場合でも高速論理動作が可能でありGaAs
LSIの設計に用いられてきている。従来、GaAs
BFL回路は第3図に示すようにインバータ回路とレ
ベルシフト型バッファ回路から成り、バッファ回路で大
負荷を駆動する方式がとられていた。
iでは実現不可能な高速論理動作を目指したGaAs
LSIの開発が各所で精力的に成されてきている。特
に、デプレーション型ショットキゲート電界効果トラン
ジスタ(MESFET>を用いたBFL (Buf f
ered FETLogic)回路は、大負荷を駆
動する場合でも高速論理動作が可能でありGaAs
LSIの設計に用いられてきている。従来、GaAs
BFL回路は第3図に示すようにインバータ回路とレ
ベルシフト型バッファ回路から成り、バッファ回路で大
負荷を駆動する方式がとられていた。
第3図において、1. 2. 3. 5はnチャネルデ
プレーション型MESFET、4はダイオード、100
、101 、102は電源端子、10は入力端子、2
0は出力端子、11.12は節点である。FETIのド
レイン電極が電源端子100に接続され、ソース及びゲ
ート電極は節点11に接続され、FET2のドレイン電
極は節点11に接続され、ゲート電極は入力端子10に
接続され、ソース電極は電源端子101に接続されてお
り、これらFETI及び2はインバータ回路を構成して
いる。FET3はドレイン電極が電源端子100に接続
され、ゲート電極がインバータ回路の出力の節点11に
接続され、ソース電極が節点12に接続されている。ダ
イオード4はアノードが節点12に接続され、カソード
が出力端子20に接続され、FET5のドレイン電極は
出力端子20に接続され、ソース及びゲート電極は電源
端子102に接続されており、これらFET3.ダイオ
ード4.FET5はバッファ回路を構成している。特に
FET5は定電流源として用いておりFET3のドレイ
ン電流とのバランスで出力端子20の電位が決定される
。
プレーション型MESFET、4はダイオード、100
、101 、102は電源端子、10は入力端子、2
0は出力端子、11.12は節点である。FETIのド
レイン電極が電源端子100に接続され、ソース及びゲ
ート電極は節点11に接続され、FET2のドレイン電
極は節点11に接続され、ゲート電極は入力端子10に
接続され、ソース電極は電源端子101に接続されてお
り、これらFETI及び2はインバータ回路を構成して
いる。FET3はドレイン電極が電源端子100に接続
され、ゲート電極がインバータ回路の出力の節点11に
接続され、ソース電極が節点12に接続されている。ダ
イオード4はアノードが節点12に接続され、カソード
が出力端子20に接続され、FET5のドレイン電極は
出力端子20に接続され、ソース及びゲート電極は電源
端子102に接続されており、これらFET3.ダイオ
ード4.FET5はバッファ回路を構成している。特に
FET5は定電流源として用いておりFET3のドレイ
ン電流とのバランスで出力端子20の電位が決定される
。
この様なりFL回路はインバータ回路のゲインを向上さ
せるために、FETIの電流供給能力をFET2に比べ
て極端に小さくした場合においても、バッファ回路があ
るために、出力電位の遅れ時間は大きくならない特徴を
有している。
せるために、FETIの電流供給能力をFET2に比べ
て極端に小さくした場合においても、バッファ回路があ
るために、出力電位の遅れ時間は大きくならない特徴を
有している。
第3図に示したBFL回路においては、回路の遅延時間
はFET5の電流の影響を太き(受ける。
はFET5の電流の影響を太き(受ける。
一方、FET5の電流は(11式で示されるような関数
で与えられる。
で与えられる。
I os=Ws Ks Vts!(1+λs (Vo
Vss) )・・・・・・・・・(1) (1)式において、W、はFET5のゲート幅、K。
Vss) )・・・・・・・・・(1) (1)式において、W、はFET5のゲート幅、K。
は相互コンダクタンス、VTSはしきい値電圧、λ。
はドレインコンダクタンス、■。は出力電位、VBは電
源端子102の電位である。(1)式からFET5の電
流はしきい値電圧の自乗に比例しており、しきい値電圧
の影響を強く受けることがわかる。
源端子102の電位である。(1)式からFET5の電
流はしきい値電圧の自乗に比例しており、しきい値電圧
の影響を強く受けることがわかる。
ところで、現在GaAs基板を用いたFETのしきい値
電圧の制御は困難であり、従ってGaAsME S F
ETを用いたLSIでは、そのしきい値電圧の変動で
LSI内部の各論理回路の遅延時間が大きく変動してし
まうことがわかる。
電圧の制御は困難であり、従ってGaAsME S F
ETを用いたLSIでは、そのしきい値電圧の変動で
LSI内部の各論理回路の遅延時間が大きく変動してし
まうことがわかる。
本発明の目的は、MESFETのしきい値が変動した場
合でも回路の遅延時間の変動を抑えることのできる電界
効果トランジスタ論理回路を提供しようとすることにあ
る。
合でも回路の遅延時間の変動を抑えることのできる電界
効果トランジスタ論理回路を提供しようとすることにあ
る。
本発明の電界効果トランジスタ論理回路は、一端が第1
の電源端子に接続され他端が第1の節点に接続された負
荷素子とドレイン電極が前記第1の節点に接続されゲー
ト電極が入力端子に接続されソース電極が第2の電源端
子に接続された第1のMESFETとから成るインバー
タ回路と、ドレイン電極が前記第1の電源端子に接続さ
れ、ゲート電極が前記第1の節点に接続されソース電極
が第2の節点に接続された第2のME S F ETと
、一端が前記第2の節点に接続され他端が出力端子に接
続されたレベルシフト素子と、ドレイン電極が出力端子
に接続されゲート電極が第3の節点に接続されソース電
極が第3の電源端子に接続された第3のME S F
ETとから成るレベルシフト型パンフ1回路と、 一端が第4の電源端子に接続され、他端が前記第3の節
点に接続された負荷素子と、ドレイン電極が前記第3の
節点に接続され、ソース及びゲート電極が第5の電源端
子に接続された第4のMESFETとから成る基準電圧
発生回路と、を有することを特徴とする。
の電源端子に接続され他端が第1の節点に接続された負
荷素子とドレイン電極が前記第1の節点に接続されゲー
ト電極が入力端子に接続されソース電極が第2の電源端
子に接続された第1のMESFETとから成るインバー
タ回路と、ドレイン電極が前記第1の電源端子に接続さ
れ、ゲート電極が前記第1の節点に接続されソース電極
が第2の節点に接続された第2のME S F ETと
、一端が前記第2の節点に接続され他端が出力端子に接
続されたレベルシフト素子と、ドレイン電極が出力端子
に接続されゲート電極が第3の節点に接続されソース電
極が第3の電源端子に接続された第3のME S F
ETとから成るレベルシフト型パンフ1回路と、 一端が第4の電源端子に接続され、他端が前記第3の節
点に接続された負荷素子と、ドレイン電極が前記第3の
節点に接続され、ソース及びゲート電極が第5の電源端
子に接続された第4のMESFETとから成る基準電圧
発生回路と、を有することを特徴とする。
本発明による電界効果トランジスタ論理回路においては
、BFL論理回路のバッファ都電流源FETのゲート電
位を基準電圧発生回路から得ることにより、しきい値電
圧中心が負側にシフトした場合、基準電圧のレベルも負
側にシフトし、そのためバッファ部を流れる電流を小さ
く抑える。一方、しきい値電圧中心が正側にシフトする
と、基準電圧のレベルは正側にシフトし、その結果、電
流源FETの電流供給能力が増すためにバッファ部を流
れる電流は増大する。回路の遅延時間は、このように基
準電圧発生回路による電流の制御により、しきい値電圧
の変動の影響を受けなくなる。
、BFL論理回路のバッファ都電流源FETのゲート電
位を基準電圧発生回路から得ることにより、しきい値電
圧中心が負側にシフトした場合、基準電圧のレベルも負
側にシフトし、そのためバッファ部を流れる電流を小さ
く抑える。一方、しきい値電圧中心が正側にシフトする
と、基準電圧のレベルは正側にシフトし、その結果、電
流源FETの電流供給能力が増すためにバッファ部を流
れる電流は増大する。回路の遅延時間は、このように基
準電圧発生回路による電流の制御により、しきい値電圧
の変動の影響を受けなくなる。
以下に本発明の実施例を図によって説明する。
第1図に本発明による電界効果トランジスタ論理回路の
一実施例を示す。本実施例は、バッファ部の電流源FE
T5のゲート電圧を、一端が電源端子104に接続され
、他端が節点13に接続された負荷素子6と、ドレイン
電極が節点13に接続され、ゲート及びソース電極が電
源端子103に接続されたFET7から成る基準電圧発
生回路から得ている。その他の構成は、第3図に示した
回路の構成と同様であり、同一の要素には同一の番号を
付して示す。
一実施例を示す。本実施例は、バッファ部の電流源FE
T5のゲート電圧を、一端が電源端子104に接続され
、他端が節点13に接続された負荷素子6と、ドレイン
電極が節点13に接続され、ゲート及びソース電極が電
源端子103に接続されたFET7から成る基準電圧発
生回路から得ている。その他の構成は、第3図に示した
回路の構成と同様であり、同一の要素には同一の番号を
付して示す。
以上の回路において、入力端子10にrHJレベルが入
力されると節点104はrLJレベルとなりFET3の
駆動能力は一時的に低下し、出力端子20に接続された
負荷容量(図示せず)の電荷はFET5により放電され
る。この時の電流量はFET5のゲートバイアスによっ
て決定される。このゲートバイアスは基準電圧発生回路
から得られるものであり、そのレベルはFETのしきい
値電圧と同一方向に変化する。従ってFET5及び7の
しきい値電圧が負側に変動した場合、基準電圧発生回路
の発生する基準電圧のレベルも負側に変化し、出力負荷
を放電する電流は小さくなる。逆に、しきい値電圧が正
側に変動すると、基準電圧発生回路の発生する基準電圧
のレベルも正側に変化し、出力負荷を放電する電流は増
大する。結果として、こつ回路の遅延時間はしきい値電
圧の変動の影響をあまり受けないこととなる。
力されると節点104はrLJレベルとなりFET3の
駆動能力は一時的に低下し、出力端子20に接続された
負荷容量(図示せず)の電荷はFET5により放電され
る。この時の電流量はFET5のゲートバイアスによっ
て決定される。このゲートバイアスは基準電圧発生回路
から得られるものであり、そのレベルはFETのしきい
値電圧と同一方向に変化する。従ってFET5及び7の
しきい値電圧が負側に変動した場合、基準電圧発生回路
の発生する基準電圧のレベルも負側に変化し、出力負荷
を放電する電流は小さくなる。逆に、しきい値電圧が正
側に変動すると、基準電圧発生回路の発生する基準電圧
のレベルも正側に変化し、出力負荷を放電する電流は増
大する。結果として、こつ回路の遅延時間はしきい値電
圧の変動の影響をあまり受けないこととなる。
第2図は、本発明の他の実施例を示す。この実施例は、
第1図の実施例において、基準電圧発生回路の負荷素子
6にダイオードを用いたものである。ダイオードのシフ
+−tは通常負荷素子とじて用いられる抵抗に比べて電
流の変化の割合をあまり受けない。従ってこのような回
路はFET5のしきい値電圧変動の範囲が小さい場合に
適している。
第1図の実施例において、基準電圧発生回路の負荷素子
6にダイオードを用いたものである。ダイオードのシフ
+−tは通常負荷素子とじて用いられる抵抗に比べて電
流の変化の割合をあまり受けない。従ってこのような回
路はFET5のしきい値電圧変動の範囲が小さい場合に
適している。
〔効果〕
本発明による電界効果トランジスタ論理回路では、バッ
ファ部電流源FETのゲートバイアスを基準電圧発生回
路から得ているため、通常のBFL回路に比べしきい値
電圧中心の変動による遅延時間のばらつきが少ない、従
って、LSI中のタイミングが重要となるブロックに本
発明の回路を適用することでチップの歩留りを向上させ
ることが可能となる。
ファ部電流源FETのゲートバイアスを基準電圧発生回
路から得ているため、通常のBFL回路に比べしきい値
電圧中心の変動による遅延時間のばらつきが少ない、従
って、LSI中のタイミングが重要となるブロックに本
発明の回路を適用することでチップの歩留りを向上させ
ることが可能となる。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図、第2図は
本発明の第2の実施例を示す回路図、第3図は従来例を
示す回路図である。 1.2,3,5.7・・・デプレーション型FET4.
6・・・レベルシフト素子 IO・・・入力端子 20・・・出力端子 11.12.13・・・節点 100、101.102.103.104・・・電源端
子代理人弁理士 岩 佐 義 幸電源端子 第1図 第2図
本発明の第2の実施例を示す回路図、第3図は従来例を
示す回路図である。 1.2,3,5.7・・・デプレーション型FET4.
6・・・レベルシフト素子 IO・・・入力端子 20・・・出力端子 11.12.13・・・節点 100、101.102.103.104・・・電源端
子代理人弁理士 岩 佐 義 幸電源端子 第1図 第2図
Claims (1)
- (1)一端が第1の電源端子に接続され他端が第1の節
点に接続された負荷素子とドレイン電極が前記第1の節
点に接続されゲート電極が入力端子に接続されソース電
極が第2の電源端子に接続された第1のMESFETと
から成るインバータ回路と、 ドレイン電極が前記第1の電源端子に接続され、ゲート
電極が前記第1の節点に接続されソース電極が第2の節
点に接続された第2のMESFETと、一端が前記第2
の節点に接続され他端が出力端子に接続されたレベルシ
フト素子と、ドレイン電極が出力端子に接続されゲート
電極が第3の節点に接続されソース電極が第3の電源端
子に接続された第3のMESFETとから成るレベルシ
フト型バッファ回路と、 一端が第4の電源端子に接続され、他端が前記第3の節
点に接続された負荷素子と、ドレイン電極が前記第3の
節点に接続され、ソース及びゲート電極が第5の電源端
子に接続された第4のMESFETとから成る基準電圧
発生回路と、 を有することを特徴とする電界効果トランジスタ論理回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61059388A JPS62217717A (ja) | 1986-03-19 | 1986-03-19 | 電界効果トランジスタ論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61059388A JPS62217717A (ja) | 1986-03-19 | 1986-03-19 | 電界効果トランジスタ論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62217717A true JPS62217717A (ja) | 1987-09-25 |
Family
ID=13111847
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61059388A Pending JPS62217717A (ja) | 1986-03-19 | 1986-03-19 | 電界効果トランジスタ論理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62217717A (ja) |
-
1986
- 1986-03-19 JP JP61059388A patent/JPS62217717A/ja active Pending
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