JPS62211563A - 電流検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 及匪旦亘狛 ［産業上の利用分野］ 本発明は電流検出装置に関し、詳しくは所定負荷を駆動
する酸化金属半導体電界効果トランジスタ（以下、単に
ｒＭＯ８型ＦＥＴＪと呼ぶ）に流れる電流の大きさを好
適に検出しえる電流検出装置に関する。

［従来の技術］ 従来、この種の電流検出装置としては、負荷に流れる電
流の大きさを電圧に変換して検出するものが用いられて
いる。例えば第８図（Ａ＞に示すように、コントローラ
ＣＴＬによって制御されるＭＯ８型電界効果トランジス
タＭＦが負荷りと共に形成する電流路に検出用の抵抗器
ＲＣを直列に接続し、増幅器ＡＩ）を介して検出される
抵抗器ＲＣの両端電圧に基づいて、負荷電流の大きさを
検出するものや、第８図（Ｂ）に示すように、ＭＯ８型
電界効果トランジスタＭＦがオン時には等価的に抵抗と
して扱えることに着目してそのドレイン・ソース間電圧
Ｖｄｓに基づいて検出するもの等が知られていた。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、こうした従来の電流検出装置には以下の
問題がおり、猶一層の改善が望まれていた。

（１）　負荷電流検出用の抵抗器ＲＣを用いるものでは
、抵抗器ＲＣによる電力損失が存在するという問題があ
った。こうした電力損失は、負荷電流が大きくなるに従
って増大するので、数アン゛ペアから数十アンペアとい
った大電流を制御する場合には看過することができない
問題であった。

（２）　　ＭＯ８型ＦＥＴのオン抵抗ＲＯｎによるドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓに基づいて負荷電流を検出す
るものでは、ＭＯ３型ＦＥＴのオン抵抗ＲＯｎが正の温
度特性を持っているため、負荷電流を正確に測定しえな
いという問題があった。例えば、ＭＯ３型ＦＥＴが自身
の電力損失によって発熱するなどしてその温度が上昇す
ると、ドレイン・ソース間電圧は上昇し、見掛は上の負
荷電流は上昇してしまう。

そこで、本発明はこれらの問題を解決し、ＭＯ８型ＦＥ
Ｔに流れる負荷電流を好適に検出しえる電流検出装置を
提供することを目的としてなされた。

Ｒ皿り里感 ［問題点を解決するための手段］ かかる目的を達成すべく、本発明は問題点を解決するた
めの手段として次の構成をとった。即ち、所定負荷を駆
動する酸化金属半導体電界効果トランジスタに流れる電
流の大きさを検出する電流検出装置において、 上記酸化金属半導体電界効果トランジスタのドレイン・
ソース間に形成される寄生ダイオードを介して一定の電
流を流す定電流源と、 上記酸化金属半導体電界効果トランジスタがオフしてい
る時、上記定電流源によって酸化金属半導体電界効果ト
ランジスタに生じるドレイン・ソース間電圧を検出する
無負荷時電圧検出手段と、上記酸化金属半導体電界効果
トランジスタがオンしている時、該酸化金属半導体電界
効果トランジスタのオン抵抗によって生じるドレイン・
ソース間電圧を検出する負荷時電圧検出手段と、上記検
出された無負荷時のドレイン・ソース間電圧と上記検出
された負荷時のドレイン・ソース間電圧とに基づいて、
負荷に流れる電流を求める電流値算出手段と、 を備えたことを特徴とする電流検出装置の構成がそれで
ある。

ここで、本発明の電流検出装置を用いえる酸化金属半導
体電界効果トランジスタとしては、タテ型のＭＯ３型Ｆ
ＥＴのようにドレイン・ソース間に寄生ダイオードが当
然に形成されるものの他、製造過程でドレイン・ソース
間に寄生ダイオードを形成しえるものであればどのよう
なＭＯ３型ＦＥＴでも差支えない。

定電流源とは、ＭＯ３型ＦＥＴのドレイン・ソース間に
形成される寄生ダイオードに一定の定電流を流すもので
おり、トランス等を用いて負荷電流の電源からフローテ
ィングした、即ち負荷電流の電源には接地されていない
電源として構成するなど、種々の構成をとることができ
る。

電流値算出手段とは、ＭＯ８型ＦＥＴがオフしている時
に、上述した定電流源によってＭＯ３型ＦＥＴのドレイ
ン・ソース間に生じ、無負荷時電圧検出手段によって検
出されるトレイン・ソース間電圧と、ＭＯ３型ＦＥＴが
オンしている時に、そのオン抵抗と負荷電流とによって
生じ、負荷時電圧検出手段によって検出されるドレイン
・ソース間電圧とに基づいて、負荷に流れる電流を求め
る手段である。無負荷時のトレイン・ソース間電圧の検
出と負荷時のドレイン・ソース間電圧の検出とは、排他
的にしか行ない得ないので、無負荷時電圧検出手段、負
荷時電圧検出手段や電流値算出手段をディスクリートな
回路構成とする場合には、いずれかにサンプルホールド
の機能を持たせればよく、マイクロコンピュータ等を用
いてこれらを一体に論理演算回路として構成する場合に
は、ドレイン・ソース間電圧を、アナログ・ディジタル
変換等して読み込んだ後記憶し、両者に基づいて負荷に
流れる電流を算出するよう構成すればよい。

［作用］ 上記構成を有する本発明の電流検出装置は、ＭＯ８型Ｆ
ＥＴがオフしている時に、ＭＯ８型ＦＥ王のドレイン・
ソース間に形成される寄生ダイオードに定電流源によっ
て一定の電流を流し、これによりＭＯ３型ＦＥＴのトレ
イン・ソース間に生じたドレイン・ソース間電圧を無負
荷時電圧検出手段によって検出し、一方、ＭＯ３型ＦＥ
Ｔがオンしている時に、そのオン抵抗と負荷電流とによ
って生じるドレイン・ソース間電圧を負荷時電圧検出手
段によって検出し、両者に基づいて、電流値算出手段に
よりＭＯ３型ＦＥＴに制御されて負荷に流れる電流の大
きさを検出する。

［実施例］ 以上説明した本発明の構成を一層明らかにする為に、次
に本発明の好適な実施例について説明する。第１図は、
本発明一実施例としての負荷電流検出装置の概略構成を
示すブロック図、第２図は実施例におけるＭＯ３型ＦＥ
Ｔの等何回路を示す回路図である。

第１図に示すように、本実施例の負荷電流検出装置は、
コントローラ１によって制御されるＭｏＳ型ＦＥＴ２の
ドレインと電源ＶＣＣとの間に接続された負荷、ここで
は、車載のフラッシャランプ３を流れる電流の大きさを
検出するものであり、フローティング定電流源５、差動
増幅器７，８、サンプルホールド回路１０、演算回路１
２等から構成されている。

コントローラ１は、フラッシャランプ３の点滅周期（例
えば８５回／分の点滅周期）を制御する　　。

周知の回路構成を有するものである。

コントローラ１によってオン・オフ制御される状態の中
で、ＭｏＳ型ＦＥＴ２がオン状態でない時には、ＭｏＳ
型ＦＥＴ２はフローティング定電流源５によりソースか
らドレイン方向へ寄生ダイオードを介した電流が流され
る。このフローティング定電流源５は、図示しないトラ
ンスの２次側がＭｏＳ型ＦＥＴ２のドレイン・ソース間
に接続された構成を有し、この２次側電流が一定となる
よう帰還制御がなされている。ＭｏＳ型ＦＥＴ２は、タ
テ型の電力制御用素子であり、第２図に示すように、等
価的には、抵抗値ＲＯｎの内部抵抗器Ｒｉと寄生ダイオ
ードＤとの並列回路とみなすことができる。従って、フ
ローティング定電流源５によりＭｏＳ型ＦＥＴ２のソー
スからドレイン方向へ順方向電流■Ｓｄが常時流れるこ
とになる。従って、この順方向電流（ｓｄにより、ドレ
イン・ソース間には順方向降下電圧ＶＦが生じる。尚、
ＭｏＳ型ＦＥＴ２のゲートに接続されたコントローラ１
によりＭｏＳ型ＦＥＴ２がターンオンされるとく等価的
には、第２図に示すように、スイッチＳＷが閉成されて
抵抗値ＲＯｎの抵抗器とみなされる状態となると）　、
ＭｏＳ型ＦＥＴ２には負荷電流ＩＬが流れるが、フロー
ティング定電流源５は負荷電流の電源系から浮かせある
ので何等差支えない。

差動増幅器７，８は、その入力端子の一方が共にＭｏＳ
型ＦＥＴ２のドレインに接続され、他方の入力端子が各
々定電圧源Ｅ１もしくは接地ラインに接続され、ＭｏＳ
型ＦＥＴ２のオン時・オフ時にトレイン・ソース間に生
じる電位差を差動増幅するものである。上述したように
、ドレイン・ソース間には、ＭｏＳ型ＦＥＴ２がオフの
状態の時にはフローティング定電流源５を電源として生
じる順方向降下電圧ＶＦが、一方、ＭｏＳ型ＦＥＴ２が
オンの状態の時には負荷電流ＩＬと内部抵抗値ＲＯｎと
で定まるドレイン・ソース間電圧■ｄＳ（＝Ｒｏｎ・Ｉ
Ｌ＞が、各々生じる。差動増幅器７は、この順方向降下
電圧ＶＦと定電圧源Ｅ１の発生する電圧ＶｆＯとの差分
く後述するΔＶＦ）を増幅してサンプルホールド回路１
０に出力し、差動増幅器８は、ドレイン・ソース間電圧
■ｄＳを増幅して演算回路１２に出力する。

サンプルホールド回路１０は、コントローラ１に接続さ
れており、コントローラ１がＭＯ８型ＦＥＴ２をターン
オンする直前にコントローラ１からサンプルホールド信
号を受は取るよう構成されている。従って、サンプルホ
ールド回路１０の出力は、常にＭＯ３型ＦＥＴ２がオフ
状態の時のドレイン・ソース間糟圧、即ち順方向降下電
圧ＶＦに対応したものとなる。このサンプルホールド回
路の出力は、演算回路１２に入力されている。

演算回路１２は、ＭＯ３型ＦＥＴ２がオン状態となった
時の差動増幅器８の出力に対して、次式（１）の演算を
行なう回路である。

Ｉ　Ｌ＝Ｖｄｓ／　（Ｒｏ　−（１＋ΔＴ−Ｘ／１００
））・−（１） 尚、ここで、Ｒｏは基準温度ＴＯにおけるＭＯ８型ＦＥ
Ｔの内部抵抗値［Ω］を、Ｘは内部抵抗Ｒｏｎの温度係
数［％／℃］を、６丁は基準温度ＴＯからの偏差温度ピ
Ｃ］を、各々表わしている。

上式（１）は、ＭＯ３型ＦＥＴ２の温度による内部抵抗
値ＲＯｎの変化を補正して、負荷電流ＩＬを求める式で
ある。ある温度ＴにおけるＭＯ３型ＦＥＴ２の内部抵抗
値がＲＯｎであるとすると、負荷電流ＩＬは、 ＩＬ＝Ｖｄｓ／Ｒｏｎ として求められる。内部抵抗値Ｒｏｎは、基準温度ＴＯ
における抵抗値をＲＯとすると、第３図（Ａ＞に示すよ
うに、 ＲＯｎ＝ＲＯ・（１＋ΔＴ−ｘ／１００）−（２）とし
て求められる。内部抵抗の温度係数×［％／’Ｃ］は予
め求めておくことができるので、基準温度Ｔｏからの偏
差温度Δ王を知れば、温度Ｔにおける内部抵抗値ＲＯｎ
がわかり、負荷電流ＩＬが正確に算出される。

一方、ＭＯ３型ＦＥＴ２がオフしている時の順方向降下
電圧ＶＦは、定電流■Ｓｄが流されていることから、寄
生ダイオードＤの温度特性を反映していると考えること
ができる。寄生ダイオードＤは負の温度特性を有し、第
３図（Ｂ）に示すように、ある温度Ｔにおけるその順方
向降下電圧ＶＦは、 ＶＦ＝Ｖｆｏ＋Ｖｋ　−ΔＴ として表わされる。ここでＶｋは、寄生ダイオードＤに
て温度特性による変化量［ｍＶ／’Ｃ］意味している。

差動増幅器７は、既に説明したように、順方向降下電圧
ＶＦと基準温度Ｔｏにおける降下電圧■ｆＯとの差分（
ＶＦ−Ｖｆｏ）に対応した信号を出力しているので、こ
れを予め設定した電圧Ｖｋで除せば、温度の変化分、即
ち偏差温度６丁を求めることができる。

こうした演算を行なう回路は、例えば第４図に示すよう
に、除算器２０，２Ｌ増幅器２２，２３、加算器２５、
サンプルホールド回路２７より構成することができる。

ここで除算器２０は、演算増幅器７の出力ＶＦを定電圧
源Ｅ２により生成される電圧Ｖｋによって除算した信号
ΔＶ　Ｆ／Ｖｋを出力するものである。電圧Ｖｋは予め
ＭＯ３型ＦＥＴ２の寄生ダイオードＤによる順方向降下
電圧ＶＦの温度係数［ｍＶ／℃］に等しく設定されてい
ることから、その出力ΔＶＦ／Ｖｋは基準温度Ｔｏに対
するＭＯ８型ＦＥＴの温度Ｔの偏差温度６丁に対応した
大きさを有することになる。

この信号を増幅度ｘ／１００に設定された増幅器２２に
よって増幅した後、加算器２５によって定電圧源Ｅ３の
生成する基準電位Ｖｏ（＝１＞と加算し、これを増幅度
ＲＯの増幅器２３で増幅すると、出力信号として、ＲＯ
−（１＋ΔＴ　−Ｘ／１００）に対応したものを得るこ
とができる。従って、除算器２１により、負荷電流ＩＬ
によるＭＯ８型ＦＥＴ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄ
ｓを上述した出力信号で除すことにより、ＭＯ８型ＦＥ
Ｔ２に流れる負荷電流ＩＬを、上述した式（１）に則っ
て、温度の影響を排して検出する。

この除算器２１の出力信号を、コントローラ１からの制
御信号に同期してサンプルホールド回路２７により逐次
ホールドすることにより、演算回路１２は、負荷電流Ｉ
Ｌに対応した信号を常に出力する。

以上説明したように、本実施例の負荷電流検出装置によ
れば、ＭＯ８型ＦＥＴ２によりフラッシャランプ３に流
れる電流ＩＬを、温度変化の影響を受けることなく正確
に検出することができる。

従って、外付抵抗器における電流損失もなく、負荷電流
の大きさを、効率よく測定することができる。本実施例
のように、負荷として数へ以上の大電流を必要とするフ
ラッシャランプ３を用いる場合には、外付抵抗器による
電力損失は看過しえない大きざとなるので、効率の改善
は顕著なものとなっている。

次に本発明の第２実施例について説明する。第２実施例
としての負荷電流検出装置は、第５図に示すように、論
理演算回路として構成された電子制御装置１によってオ
ン・オフ制御されるＭＯ３型ＦＥＴ５２を介して負荷５
３に流される負荷電流ＩＬを、フローティング定電流源
５５．差動増幅器５７を用いて、電子制御装置１自身に
よって検出するよう構成されている。

ここでフローティング定電流源５５は第１実施例と同一
のものでおり、差動増幅器５７はＭＯ３型ＦＥＴ５２の
ドレイン・ソース間の電圧を増幅するものである。電子
制御装置１は、周知のＣＰＵ６１．ＲＯＭ６２．ＲＡＭ
６３及び差動増幅器５７の出力に接続されその電圧をア
ナログ・ディジタル変換して読み込むアナログ入力ポー
トロ５、ＭＯ８型ＦＥＴ５２のゲートに接続されＭＯ３
型ＦＥＴ５２をオン・オフ制御する出力ポードロア、更
にこれらを相互に接続するバス６９、等から構成されて
いる。

負荷電流検出装置を構成する電子制御装置５１は、第６
図に示す負荷電流検出ルーチンを繰り返し実行する。負
荷電流検出ルーチンでは、まず、ＭＯ３型ＦＥＴ５２を
オン・オフさせる図示しないオン・オフ制御ルーチンで
の処理により、現在、ＭＯ３型ＦＥＴ５２がオン・オフ
いずれの状態とされているかを判断する（ステップ１０
０）。ＭＯ８型ＦＥＴ５２がオフの状態であれば、アナ
ログ入力ポートロ５を介して、フローティング定電流源
５５によって生じる順方向降下電圧ＶＦを読　　。

み込み（ステップ１１０）、基準温度Ｔｏにおける順方
向降下電圧■ｆＯとの差分ΔＶＦを算出する（ステップ
１２０）。更に、この差分ΔＶＦに基づいて、ＭＯ８型
ＦＥＴ５２の温度の基準温度ＴＯからの温度差６丁を算
出しくステップ１３０、△丁←△ＶＦ／Ｖｋ）、本ルー
チンを、一旦「ＥＮＤＪへ扱けて終了する。

一方、ＭＯ３型ＦＥＴ５２がオン状態であれば、アナロ
グ入力ポートロ５を介して、同じ差動増幅器５７の出力
として、負荷電流ＩＬと内部抵抗値ＲＯｎとによるドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓを読み込む（ステップ１４０
）。このドレイン・ソース間ｖｄＳは、ＭＯ８型ＦＥＴ
５２１７）温度による影響をうけているので、上述し′
たステップ１３０で求めた温度差６丁を用いて補正を行
ない、第１実施例で説明した式（１）に従い、負荷電流
ＩＬを算出する（ステップ１５０）。その後、既述した
図示しないオン・オフ制御ルーチン内で用いる制御用の
デユーティＤｔｙを、ステップ１５０で求めた負荷電流
ＩＬに基づいて更新しくステップ１６０）、ｒＥＮＤＪ
へ扱けて、本ルーチンを一旦終了する。

以上のように構成された本実施例においては、第１実施
例と同様の効果を奏する上、差動増幅器をひとつで済ま
せることができるといった利点も得られている。しかも
、スイッチング制御そのものを行なう電子制御装置５１
によって、負荷電流ＩＬの検出を行なっているので、装
置・構成を簡略にしえるという効果も奏する。

次に本発明の電流検出装置の応用例について説明する。

第７図は、第１もしくは第２実施例で詳しく説明したも
のと同様の構成を有する電流検出装置２００を、ソレノ
イドコイル２０２に流れる負荷電流を制御するコントロ
ーラ２１０に組合わせた構成例を示すブロック図である
。この例では、間（デユーティ）で制御する周知のパル
ス幅変調回路として構成されており、与えられる目標値
に対して、電流検出回路２００によって検出された電流
値を比較し、デユーティを逐次制御・変更して、負荷で
あるソレノイドコイル２０２に流れる電流を目標値に制
御している。

こうした構成をとれば、デユーティ制御を行なうと共に
電流値を検出することができ、負荷に流れる電流を精度
よく制御することができる。尚、こうしたデユーティ制
御はソレノイドコイル２０２を対象とするものに限定さ
れることはなく、イグナイタのコイル負荷ヤモータ負荷
等にも応用しえることは言うまでもない。

以上、本発明の幾つかの実施例について説明したが、本
発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、
本発明の要旨を変更しない範囲において種々なる態様で
実施しえることは勿論である。

及皿五四呈 以上詳述したように、本発明の電流検出装置は、所定負
荷を駆動される酸化金属半導体電界効果トランジスタ（
ＭＯ３型ＦＥＴ）に流れる負荷電流を効率よく、しかも
正確に検出しえるという極めて優れた効果を奏する。即
ち、電流検出用抵抗器による電力損失がなく、ＭＯ３型
ＦＥＴの内部抵抗値の温度特性の影響も受けることがな
い。従って、例えばイグナイタやフラッシャランプのよ
うな車載の負荷を制御するような場合には、バッテリの
電力の無用な消費や外気温度変化による負荷電流の不慮
の変化を招致することがないといった際立った効果を得
ることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明第１実施例としての負荷電流検出装置の
概略構成を示すブロック図、第２図はＭＯ８型ＦＥＴを
等価的に示す回路図、第３図（Ａ）、（Ｂ）は各々温度
と抵抗値ないし順方向降下電圧との関係を示すグラフ、
第４図は第１実施例における演算回路の構成例を示すブ
ロック図、第５図は本発明第２実施例の構成を示す概略
構成図、第６図は同じくその制御ルーチンを示すフロー
チャート、第７図は本発明の電流検出装置を応用した構
成例を示すブロック図、第８図は（Ａ）。 （Ｂ）は各々従来の電流検出装置の構成を示す回路図、
である。 １・・・コントローラ ２・・・酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯ８
型ＦＥＴ） ３・・・フラッシャランプ ５・・・フローティング定電流源 ７．８・・・差動増幅器 １０・・・サンプルホールド回路 １２・・・演算回路 ５１・・・電子制御装置 ５２・・・酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯ
３型ＦＥＴ） ５５・・・フローティング定電流源 ５７・・・差動増幅器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 所定負荷を駆動する酸化金属半導体電界効果トランジス
   タに流れる電流の大きさを検出する電流検出装置におい
   て、 上記酸化金属半導体電界効果トランジスタのドレイン・
   ソース間に形成される寄生ダイオードを介して一定の電
   流を流す定電流源と、 上記酸化金属半導体電界効果トランジスタがオフしてい
   る時、上記定電流源によつて酸化金属半導体電界効果ト
   ランジスタに生じるドレイン・ソース間電圧を検出する
   無負荷時電圧検出手段と、上記酸化金属半導体電界効果
   トランジスタがオンしている時、該酸化金属半導体電界
   効果トランジスタのオン抵抗によって生じるドレイン・
   ソース間電圧を検出する負荷時電圧検出手段と、上記検
   出された無負荷時のドレイン・ソース間電圧と上記検出
   された負荷時のドレイン・ソース間電圧とに基づいて、
   負荷に流れる電流を求める電流値算出手段と、 を備えたことを特徴とする電流検出装置。