JPS62183209A - バンドパス・フイルタ - Google Patents
バンドパス・フイルタInfo
- Publication number
- JPS62183209A JPS62183209A JP2461986A JP2461986A JPS62183209A JP S62183209 A JPS62183209 A JP S62183209A JP 2461986 A JP2461986 A JP 2461986A JP 2461986 A JP2461986 A JP 2461986A JP S62183209 A JPS62183209 A JP S62183209A
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- series
- circuit
- resistor
- series circuit
- capacitor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 27
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野1
本発明は、所定の帯域の信号を通過ゼしめるためのバン
ドパス・フィルタに関し、とくに演算増幅器と対称形ツ
インT回路を用いた、Qと通過帯域の増幅度の設定か容
易なバンドパス・フィルタに関する。
ドパス・フィルタに関し、とくに演算増幅器と対称形ツ
インT回路を用いた、Qと通過帯域の増幅度の設定か容
易なバンドパス・フィルタに関する。
具体的には、音声帯域においてとくに有用な改良された
アクティブ・フィルタを提供するものである。
アクティブ・フィルタを提供するものである。
[従来の技術]
演算増幅器と非対称形ツインT回路を用いた従来のバン
ドパス・フィルタを第2図に示し、これを用いて、説明
する。
ドパス・フィルタを第2図に示し、これを用いて、説明
する。
ここで、5は入力信号が印加される入力端、7は出力端
、9は増幅度の十分に大きな演算増幅器である。
、9は増幅度の十分に大きな演算増幅器である。
この演算増幅器の同相入力端子は接地されており、逆相
入力端子には入力端子5から抵抗14((氏抗1直Ra
〉とコンデン番少24(容ica>を介して入力信号か
印加される。
入力端子には入力端子5から抵抗14((氏抗1直Ra
〉とコンデン番少24(容ica>を介して入力信号か
印加される。
さらに、この逆相入力端と、出力端子7に接続された演
算増幅器9の出力端との間には、直列接続された抵抗1
1(抵抗値R1)および12(抵抗値R2)が接続され
、両抵抗11と12の中点はコンデンサ23(容IC3
>によって接地された、いわゆるT形回路を形成してい
る。同様にして、演算増幅器9の逆相入力端と出力端と
の間には、直列接続されたコンデンサ21(容ic1.
>とコンデンサ22(容量C2)とが直列接続され)て
おり、両コンデンサ21と22の中点は、抵抗13(抵
抗値R3〉によって接地されて、いわゆるT形回路を形
成している。
算増幅器9の出力端との間には、直列接続された抵抗1
1(抵抗値R1)および12(抵抗値R2)が接続され
、両抵抗11と12の中点はコンデンサ23(容IC3
>によって接地された、いわゆるT形回路を形成してい
る。同様にして、演算増幅器9の逆相入力端と出力端と
の間には、直列接続されたコンデンサ21(容ic1.
>とコンデンサ22(容量C2)とが直列接続され)て
おり、両コンデンサ21と22の中点は、抵抗13(抵
抗値R3〉によって接地されて、いわゆるT形回路を形
成している。
このツインT形回路を通して演算増幅器9の出力の一部
が、その逆相入力端にフィードバックされるからバンド
パス特性を示すようになる。この特性を、入力端子5と
出力端子7との間の伝達間となる。ここで、 Aは通過帯域にあける増幅度、 kは適当な定数 foはフィルタの中心周波数 α=1/Q (1−1
’)b= (2,5−α) (1+α)/(2+α)(
1−2> h=A/Q (1−3
>ωo=2πfo (1−4>C
−hk/′ωo (1−5>C,=
bk/ωo (1−6>C2=bk
/ ((b−1”)ωo) (1−7)C3=b
2 k/ ((b−1>(1+α)C0)(1−8> Ra =1 / (t)k ) (
19)Rt =’I/’ (bk)
(110)R2=(b−1>/(bk) (1−
1HR3=(b−1>(α+1)/(b2k>ここにお
いて、cl、c2.c3.Ri 、R2。
が、その逆相入力端にフィードバックされるからバンド
パス特性を示すようになる。この特性を、入力端子5と
出力端子7との間の伝達間となる。ここで、 Aは通過帯域にあける増幅度、 kは適当な定数 foはフィルタの中心周波数 α=1/Q (1−1
’)b= (2,5−α) (1+α)/(2+α)(
1−2> h=A/Q (1−3
>ωo=2πfo (1−4>C
−hk/′ωo (1−5>C,=
bk/ωo (1−6>C2=bk
/ ((b−1”)ωo) (1−7)C3=b
2 k/ ((b−1>(1+α)C0)(1−8> Ra =1 / (t)k ) (
19)Rt =’I/’ (bk)
(110)R2=(b−1>/(bk) (1−
1HR3=(b−1>(α+1)/(b2k>ここにお
いて、cl、c2.c3.Ri 、R2。
R3は、(1−6>式、(1−7>式、(1−8>式、
(1−10>式、(1−11>式、 (1−12)式
、が(1−1>式、(1−2>式、および(1−3)式
で表わされるα、bおよびhを含んでいるから、Qの値
が変わるとこれらの値も変わり、しかも、cl、C2、
c3は、その値がおのおの異なるものであった。
(1−10>式、(1−11>式、 (1−12)式
、が(1−1>式、(1−2>式、および(1−3)式
で表わされるα、bおよびhを含んでいるから、Qの値
が変わるとこれらの値も変わり、しかも、cl、C2、
c3は、その値がおのおの異なるものであった。
このように従来の回路は値の異なるR1.R2、C1,
C,のような非対称形のツインT形回路が用いられてい
た。
C,のような非対称形のツインT形回路が用いられてい
た。
[発明が解決しようとする問題点]
したがって従来の回路は、フィルタの中心周波数f。を
決定した後に°、Qの値、あるいは通過帯域における増
幅度を調整しようとすると、C1〜C3,R1−R3の
多くの値を調整する必要があり、極めて多くの工数を要
する作業が必要であった。
決定した後に°、Qの値、あるいは通過帯域における増
幅度を調整しようとすると、C1〜C3,R1−R3の
多くの値を調整する必要があり、極めて多くの工数を要
する作業が必要であった。
抵抗11〜13(R1−R3〉やコンデンサ21〜23
(C1〜C3)は、それぞれ11固のコンデンサや、1
個の抵抗で必要とされる値を実現することは困難である
ために、複数個の素子の組合せによって、それぞれの所
望の値を実現していたから、工数のみならず、部品点数
も多くなり、サイズも大きく、コスi〜上昇の要因とな
っていた。
(C1〜C3)は、それぞれ11固のコンデンサや、1
個の抵抗で必要とされる値を実現することは困難である
ために、複数個の素子の組合せによって、それぞれの所
望の値を実現していたから、工数のみならず、部品点数
も多くなり、サイズも大きく、コスi〜上昇の要因とな
っていた。
[問題点を解決するための手段]
本発明は、これらの問題点を解決するためになされたも
のであり、1個の演算増幅器と、その入力端の間に対称
形ツインT形回路を設け、ざらにこの入出力端の間にツ
インT形回路の中心周波数「。と実質的に等しい遮断周
波数を有するように、1個の抵抗と1個のコンデンサを
直列接続した。
のであり、1個の演算増幅器と、その入力端の間に対称
形ツインT形回路を設け、ざらにこの入出力端の間にツ
インT形回路の中心周波数「。と実質的に等しい遮断周
波数を有するように、1個の抵抗と1個のコンデンサを
直列接続した。
帰還直列回路と、この演算増幅器の入力端に、foと実
質的に等しい遮断周波数を有するように1個の抵抗と1
個のコンテン1ノを直列接続し、これを介して入力信号
を印加する入力直列回路を設け lこ。
質的に等しい遮断周波数を有するように1個の抵抗と1
個のコンテン1ノを直列接続し、これを介して入力信号
を印加する入力直列回路を設け lこ。
[作用]
この帰還直列回路により、バントパス・フーイルタのQ
を任意に設定することができるようにし、ざらに、入力
直列回路と、この帰還直列回路により、増幅度を任意に
設定することができるようにした。
を任意に設定することができるようにし、ざらに、入力
直列回路と、この帰還直列回路により、増幅度を任意に
設定することができるようにした。
[実施例]
本発明の一実施例を第1図に示し、これを用いて説明す
る。同図中、第2図に対応する要素については同一の記
号および番号を付した。
る。同図中、第2図に対応する要素については同一の記
号および番号を付した。
第1図において、抵抗15(抵抗値Rj)とコンデンサ
25(容量Cb)からなる直列回路(帰還直列回路)が
演算増幅器9の入出力端子間に接続され、入力信号の印
加される入力端子5と演算増幅器の逆相入力端との間に
は、抵抗14とコンデンサ24からなる直列回路(入力
直列回路)が接続されている。
25(容量Cb)からなる直列回路(帰還直列回路)が
演算増幅器9の入出力端子間に接続され、入力信号の印
加される入力端子5と演算増幅器の逆相入力端との間に
は、抵抗14とコンデンサ24からなる直列回路(入力
直列回路)が接続されている。
ここで、フィルタの中心周波数(ノッヂ中心周波数)を
f。とじ、つぎの“条件1′′に示す値となるようにツ
インT形回路の各素子を設定する。
f。とじ、つぎの“条件1′′に示す値となるようにツ
インT形回路の各素子を設定する。
′“峯件1″
ωo=2π「0
R1=R2=2R3=R0
C1=C2=C3/2=c。
1/(C□Ro>=ω0
つぎに、゛条件2′′に示すように定める。
“条件2゛
ω1=1/(CaRa)
ω2 = 1/ (CI、 Rb>
入力端子5と出力端子7との間の伝達関数11゜(1)
は、 H□(1)−(Rb/ Ra) ((S+ω。)/(S十ω1)) (ω0/QC3/ [S2+ ((S+ωo)/(S十ω2))(ωo/Q
)S+ωo2](2) となる。ここでQ=R1,/2R□とおいた。
は、 H□(1)−(Rb/ Ra) ((S+ω。)/(S十ω1)) (ω0/QC3/ [S2+ ((S+ωo)/(S十ω2))(ωo/Q
)S+ωo2](2) となる。ここでQ=R1,/2R□とおいた。
′“条件2パのω1およびω2は(2)式において、そ
れぞれ1次高域フィルタの遮断周波数を表わしており、
つぎに示す “条件3パ ω1=ω2=ω0 となるようにCa、R3、Cb、Rbの値を選ぶと、(
2)式に示した伝達関数H6(1)は次式のHl (S
)で表わすことができる。
れぞれ1次高域フィルタの遮断周波数を表わしており、
つぎに示す “条件3パ ω1=ω2=ω0 となるようにCa、R3、Cb、Rbの値を選ぶと、(
2)式に示した伝達関数H6(1)は次式のHl (S
)で表わすことができる。
この(3)式は、通過帯域の増幅度A1およびバンドパ
ス・フィルタの01が、 A1=−Rb/Ra (4)Ql =
Rb/2R□ (5)であることを表わ
している。
ス・フィルタの01が、 A1=−Rb/Ra (4)Ql =
Rb/2R□ (5)であることを表わ
している。
この(5)式をみると、Qlは“条イ’$2.3”のも
とで、ツインT形回路の定数を変えることなく、抵抗1
5の抵抗値Rbを変えることにより自由に設定できるこ
とを意味している。
とで、ツインT形回路の定数を変えることなく、抵抗1
5の抵抗値Rbを変えることにより自由に設定できるこ
とを意味している。
抵抗15とコンデンサ25は1次高域フィルタを構成し
ているから、遮断周波数ω2付近の信号伝達1j性の変
化はゆるやかである。そこで、“条件3°′からはずれ
る1月合であっても、ω2がω0の近傍であれば、(2
)弐〇月−’0(s)は(3)式のト11(3)とみな
すことかできるので、抵抗15とコンデンサ25の値は
精度を要求されない。
ているから、遮断周波数ω2付近の信号伝達1j性の変
化はゆるやかである。そこで、“条件3°′からはずれ
る1月合であっても、ω2がω0の近傍であれば、(2
)弐〇月−’0(s)は(3)式のト11(3)とみな
すことかできるので、抵抗15とコンデンサ25の値は
精度を要求されない。
(4)式から、バンドパス・フィルタの増幅度A1も抵
抗14(Ra)と15(R1,)により決定されるから
“条件2および3″のもとて自由に設定することができ
る。抵抗14(Ra)の値を変更することによっては、
Qの変動を招来することもないから、その調整は極めて
容易である。
抗14(Ra)と15(R1,)により決定されるから
“条件2および3″のもとて自由に設定することができ
る。抵抗14(Ra)の値を変更することによっては、
Qの変動を招来することもないから、その調整は極めて
容易である。
[発明の効果]
以上の説明から明らかなように、本発明によるツインT
形回路の各素子の値を“条件1″に承りように対称な関
係に設定するならば、バンドパス・フィルタのQ と増
幅度A1はツイン−「形回路の定数を変更することなく
、それぞれ2組の直列接続された1次高域フィルタ(R
a、CaおよびRb、Cb)で独立に設定することがで
き、本発明を構成する各素子の値は高精度を要求されな
いから、すくない部品点数で、小型に、すくない工数で
、低コストで実現することができるので本発明の効果は
極めて大きい。
形回路の各素子の値を“条件1″に承りように対称な関
係に設定するならば、バンドパス・フィルタのQ と増
幅度A1はツイン−「形回路の定数を変更することなく
、それぞれ2組の直列接続された1次高域フィルタ(R
a、CaおよびRb、Cb)で独立に設定することがで
き、本発明を構成する各素子の値は高精度を要求されな
いから、すくない部品点数で、小型に、すくない工数で
、低コストで実現することができるので本発明の効果は
極めて大きい。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は従来
例を示す回路図である。 5・・・入力端子 7・・・出力端子9・・・
演算増幅器 11〜15・・・抵抗21〜25・
・・コンデンサ。
例を示す回路図である。 5・・・入力端子 7・・・出力端子9・・・
演算増幅器 11〜15・・・抵抗21〜25・
・・コンデンサ。
Claims (3)
- (1)実質的に等しい値の2つの抵抗が直列接続され、
その直列接続した中点からコンデンサが接地された第1
のT形回路と、 前記コンデンサの容量値の2分の1に実質的に等しい値
の2つのコンデンサが直列接続され、その直列接続され
た中点から、前記第1のT形回路の抵抗の抵抗値の2倍
の値に実質的に等しい抵抗が接地された第2のT形回路
と、 前記第1および第2のT形回路が並列接続された対称形
をなすツィンT形回路のノッチ中心周波数と実質的に等
しい遮断周波数を有するように抵抗とコンデンサが直列
接続され、その一端が入力信号の印加される入力端子に
接続された第1の直列回路と、 前記ノッチ中心周波数と実質的に等しい遮断周波数を有
する抵抗とコンデンサが直列接続された第2の直列回路
と、 同相入力端と逆相入力端と出力端とを有する演算増幅器
とを具備し、 前記第1および第2のT形回路を並列接続した対称形を
なすツィンT形回路と、前記第2の直列回路とが並列に
前記演算増幅器の逆相入力端と出力端との間に接続され
、前記逆相入力端に前記第1の直列回路の他端が接続さ
れていることを特徴とするバンドパス・フィルタ。 - (2)前記第2の直列回路の抵抗の抵抗値を変えること
により、前記第2の直列回路の抵抗の抵抗値と前記第1
のT形回路の抵抗の抵抗値の比にもとずいて定まるバン
ドパス・フィルタのQを決定できる特許請求の範囲第1
項記載のバンドパス・フィルタ。 - (3)前記第1の直列回路の抵抗の抵抗値を変えること
により、前記第2の直列回路の抵抗の抵抗値と前記第1
の直列回路の抵抗の抵抗値の比にもとずいて定まる通過
帯域における増幅度を決定できる特許請求の範囲第1項
記載のバンドパス・フィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2461986A JPS62183209A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | バンドパス・フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2461986A JPS62183209A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | バンドパス・フイルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62183209A true JPS62183209A (ja) | 1987-08-11 |
Family
ID=12143161
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2461986A Pending JPS62183209A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | バンドパス・フイルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62183209A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2010038331A1 (ja) * | 2008-09-30 | 2010-04-08 | パナソニック株式会社 | 共振器およびオーバーサンプリングa/d変換器 |
WO2011089661A1 (ja) * | 2010-01-20 | 2011-07-28 | パナソニック株式会社 | 共振器、デルタシグマ変調器、および無線通信装置 |
-
1986
- 1986-02-06 JP JP2461986A patent/JPS62183209A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2010038331A1 (ja) * | 2008-09-30 | 2010-04-08 | パナソニック株式会社 | 共振器およびオーバーサンプリングa/d変換器 |
JP5355580B2 (ja) * | 2008-09-30 | 2013-11-27 | パナソニック株式会社 | 共振器およびオーバーサンプリングa/d変換器 |
US8604956B2 (en) | 2008-09-30 | 2013-12-10 | Panasonic Corporation | Resonator and oversampling A/D converter |
US8981978B2 (en) | 2008-09-30 | 2015-03-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Resonator and oversampling A/D converter |
WO2011089661A1 (ja) * | 2010-01-20 | 2011-07-28 | パナソニック株式会社 | 共振器、デルタシグマ変調器、および無線通信装置 |
CN102687397A (zh) * | 2010-01-20 | 2012-09-19 | 松下电器产业株式会社 | 谐振器、δς调制器及无线通信装置 |
JP5462888B2 (ja) * | 2010-01-20 | 2014-04-02 | パナソニック株式会社 | 共振器、デルタシグマ変調器、および無線通信装置 |
US8823567B2 (en) | 2010-01-20 | 2014-09-02 | Panasonic Corporation | Resonator, delta-sigma modulator, and wireless communication device |
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