JPS6166569A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS6166569A JPS6166569A JP18452184A JP18452184A JPS6166569A JP S6166569 A JPS6166569 A JP S6166569A JP 18452184 A JP18452184 A JP 18452184A JP 18452184 A JP18452184 A JP 18452184A JP S6166569 A JPS6166569 A JP S6166569A
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- pwm converter
- rectifier
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/17—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only arranged for operation in parallel
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、交流電源と直流電圧源との間）；介在し、電
力の授受を行う電力変換装置（−関する。
力の授受を行う電力変換装置（−関する。
〔発明の技術的背景」
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ ） インバータ＋誘導心動慎。
調制御（ＰＷＭ ） インバータ＋誘導心動慎。
あるいは直流チョッパ装置＋直流堀１ｇＪ恢などがある
。この直流（電源として、バッテリーを使う場合はあま
シ問題ないが、商用硫源から交直電力変換器（コンバー
タ）を介して直流紙圧を得るとき、商用電源側（二発生
する無効電力や、高調波が近年問題口なっている。
。この直流（電源として、バッテリーを使う場合はあま
シ問題ないが、商用硫源から交直電力変換器（コンバー
タ）を介して直流紙圧を得るとき、商用電源側（二発生
する無効電力や、高調波が近年問題口なっている。
これを解決する方法として、特願昭５７−１７１８８６
等が提案されている。この方式は前Ｉｉご交直也力変換
器（コンバータ）にパルス幅変調制御される電圧形イン
バータを用いたもので、交流電源から供給される入力電
流波形を電源電圧と同相の正弦波（二制御している。こ
のため電源側から見た力率は常に１となシ、シかも高調
波成分がきわめて小さくできる利点を有している。
等が提案されている。この方式は前Ｉｉご交直也力変換
器（コンバータ）にパルス幅変調制御される電圧形イン
バータを用いたもので、交流電源から供給される入力電
流波形を電源電圧と同相の正弦波（二制御している。こ
のため電源側から見た力率は常に１となシ、シかも高調
波成分がきわめて小さくできる利点を有している。
しかしながら、前６ｄパルス幅変調制御される亀土形イ
ンバータ（二は、その構成素子として大電力トランジス
タやゲートターンオフ？イリスタ（ＧＴＯ）等の自己消
弧能力のある素子が必要となり、大谷量化を図ることが
困翔でちった。
ンバータ（二は、その構成素子として大電力トランジス
タやゲートターンオフ？イリスタ（ＧＴＯ）等の自己消
弧能力のある素子が必要となり、大谷量化を図ることが
困翔でちった。
また、上記自己消弧素子は一般のサイリスタやダイオー
ド等（二比較すると、過負荷耐量が小さく例え短時間で
あっても素子（二印加される電圧や流れる電流が許容値
を超えると素子が破壊される可能性がある。従って電力
変換器（二過負荷耐量を持たせるため（＝は、素子を直
並列接続し、過負時（二耐えうる容量で設計しなければ
ならない。例えば定格１０００ ＫＶＡの電力変換器で
短時間過負荷３００チを要求された場合、上記自己消弧
素子による磁力変換器としては実質的（＝３（ＪＯＯＫ
ＶＡ連続負荷と同等のものを用意しなければならなかっ
た。
ド等（二比較すると、過負荷耐量が小さく例え短時間で
あっても素子（二印加される電圧や流れる電流が許容値
を超えると素子が破壊される可能性がある。従って電力
変換器（二過負荷耐量を持たせるため（＝は、素子を直
並列接続し、過負時（二耐えうる容量で設計しなければ
ならない。例えば定格１０００ ＫＶＡの電力変換器で
短時間過負荷３００チを要求された場合、上記自己消弧
素子による磁力変換器としては実質的（＝３（ＪＯＯＫ
ＶＡ連続負荷と同等のものを用意しなければならなかっ
た。
このよう（二、従来の電力変換装置では、過負荷のため
（＝装置は数倍の大きさになり、そのためスナバ回路損
失等が増大し定常運転時の効率を低下させ、さら（二は
コストの高いシステムと７Ｌらざるを得なかった。
（＝装置は数倍の大きさになり、そのためスナバ回路損
失等が増大し定常運転時の効率を低下させ、さら（二は
コストの高いシステムと７Ｌらざるを得なかった。
不発明は以上（：鑑みてなされたもので、交流電源から
供給される４流の高調波成分を少なくし、かつ受電端の
基本波力率を常（＝１（＝保持する魅力変換装置で、そ
の大容量化を容易にし、かつ過負荷耐量を増大させるこ
とができる電力変換ｆ装置を提供することを目的とする
。
供給される４流の高調波成分を少なくし、かつ受電端の
基本波力率を常（＝１（＝保持する魅力変換装置で、そ
の大容量化を容易にし、かつ過負荷耐量を増大させるこ
とができる電力変換ｆ装置を提供することを目的とする
。
不発明は、この目的を達成するために、交流電源とｌ流
電電源（直流平滑コンデンサ）との間にパルス幅変調制
御（Ｐ焔υコンバータ及びダイオード整流装置を並列（
＝設置した電力変換装置で当該磁力変換器の芝格出力以
下で運転するときは上記Ｐｗ′Ｍコンバータ（；よって
交流→直流の成力変換を行い、かつ定格出力を超える運
転（すなわち過負荷運転ン時は、その過負荷分をダイオ
ード至流器に負担させるように構成している。
電電源（直流平滑コンデンサ）との間にパルス幅変調制
御（Ｐ焔υコンバータ及びダイオード整流装置を並列（
＝設置した電力変換装置で当該磁力変換器の芝格出力以
下で運転するときは上記Ｐｗ′Ｍコンバータ（；よって
交流→直流の成力変換を行い、かつ定格出力を超える運
転（すなわち過負荷運転ン時は、その過負荷分をダイオ
ード至流器に負担させるように構成している。
第１図は、本発明の准力変換ｆｃＩｔの実施例を示す構
成図である。
成図である。
図中、ＢＵＳは３相交流４＃の４緘路、ＴＲＩ。
ＴＲ２は電源トランス、ＡＣＬは交流リアクトル、Ｃ０
ＮＶはＰＷＭコンバータ、ＳＲＢはダイオード整流装置
、ＤＣＬは直流リアクトル、Ｃ，ｉは直流平滑コンデン
サ、ＬＯＡＤは負荷装置である。
ＮＶはＰＷＭコンバータ、ＳＲＢはダイオード整流装置
、ＤＣＬは直流リアクトル、Ｃ，ｉは直流平滑コンデン
サ、ＬＯＡＤは負荷装置である。
ダイオード整流装置ｉ！ｉ ８ＲＢは、３相電力を直流
磁力に整流するもので、３相全波ブリツジ結巌されてい
る。整流装置ＳＲＢの出力電流Ｉｄ２は、ＳＲＢの出力
電圧Ｖｄ２と直流平滑コンデンサＣｄの４圧Ｎ’ｄｏと
の差電圧ｖｄ！−ｖ旬（二よって決定され、当該差電圧
ｖｄ２− Ｖｄｏが正の場合、出力電流Ｉｄ２は増加し
、逆Ｅ ｖｄ２Ｖｄｏ ＜ ０ Ｏ場合、Ｌ２は減少す
る。 ただし、Ｉｄ２は正方間のみ（＝流れ、負（二な
ることはない。
磁力に整流するもので、３相全波ブリツジ結巌されてい
る。整流装置ＳＲＢの出力電流Ｉｄ２は、ＳＲＢの出力
電圧Ｖｄ２と直流平滑コンデンサＣｄの４圧Ｎ’ｄｏと
の差電圧ｖｄ！−ｖ旬（二よって決定され、当該差電圧
ｖｄ２− Ｖｄｏが正の場合、出力電流Ｉｄ２は増加し
、逆Ｅ ｖｄ２Ｖｄｏ ＜ ０ Ｏ場合、Ｌ２は減少す
る。 ただし、Ｉｄ２は正方間のみ（＝流れ、負（二な
ることはない。
直流峨圧ＶｄＯの定格値をＶａｏｏとした場合、整流装
置ＳＲＢの入力側の交流峨圧Ｖｌ１１の実効値Ｖ３ｔ
（ｒｍｓ）はＶｓｔ （ｒｍ）＜ （１・Ｖｃ＋ｏｏ
・・・−１１）（二選ばれる。すなわち直流？４
： ＢＥ ｖ旬が定格１直ｖｄ、。より小さくならない
限夛、整流装置Ｓｉの出カー流工ａｘは流れない。
置ＳＲＢの入力側の交流峨圧Ｖｌ１１の実効値Ｖ３ｔ
（ｒｍｓ）はＶｓｔ （ｒｍ）＜ （１・Ｖｃ＋ｏｏ
・・・−１１）（二選ばれる。すなわち直流？４
： ＢＥ ｖ旬が定格１直ｖｄ、。より小さくならない
限夛、整流装置Ｓｉの出カー流工ａｘは流れない。
ｉ流電圧ｖ４゜を制御するのは、ＰＷＭコンバータＣ０
ＮＶである。次（二その動作を説明する。
ＮＶである。次（二その動作を説明する。
第２図は第１図のＰｗ′Ｍコンバータ郡の一実施例の構
成図を示す。
成図を示す。
図中ＴＲ，は電源トランスの２次側巻融、ＬａＲ＋Ｌｓ
ｓ ＋ Ｌｓｒは交流リアクトル、Ｃ０ＮＶはＰ關コン
バータ本体、ＬＯはアーム短絡事故時の過砿流抑制用リ
アクトル、店はダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ
である。
ｓ ＋ Ｌｓｒは交流リアクトル、Ｃ０ＮＶはＰ關コン
バータ本体、ＬＯはアーム短絡事故時の過砿流抑制用リ
アクトル、店はダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ
である。
＝ｒ ｙ ／： −夕Ｃ０ＮＶは、Ｒ相、Ｓ相、’ｒａ
とも４アームブリツジで構成され、各相独立（二人力電
流が制御される。
とも４アームブリツジで構成され、各相独立（二人力電
流が制御される。
Ｒ相のコンバータは自己消弧素子８１１ ＋ Ｓ２Ｒ、
５ｓＦＬ＋Ｓａａ及びホイールリングダイオード島、、
Ｄ２．、 Ｄ、、。
５ｓＦＬ＋Ｓａａ及びホイールリングダイオード島、、
Ｄ２．、 Ｄ、、。
Ｄ４Ｒから傳成されている。Ｓ相、Ｔ相も同様である。
ま７こ１ｔＩＩＩ御口βとして、入力屯流恢出器ＣＴｉ
、 ＣＴｓ 。
、 ＣＴｓ 。
ＣＴｒ、Ｒ相コンバータの制御回ｌｔ＆Ｒ−ＣＯＮＴ、
Ｓ相コンバータの制御回路５−ＣＯＮＴ 、 Ｔ相コ
ンバータの制御回路’ｒ−ＣＯＮＴ、比較器Ｃｖ、鴫圧
制御補償回ｉ＆ Ｃｖ （６）、リミッタ回路り、ＩＭ
が用意されている。
Ｓ相コンバータの制御回路５−ＣＯＮＴ 、 Ｔ相コ
ンバータの制御回路’ｒ−ＣＯＮＴ、比較器Ｃｖ、鴫圧
制御補償回ｉ＆ Ｃｖ （６）、リミッタ回路り、ＩＭ
が用意されている。
まず平滑コンデンサＣａ０Ｎ圧ＶＩＯを検出し、比較器
Ｃｖに入力し、電圧１令値Ｖｄｏ と比較する。
Ｃｖに入力し、電圧１令値Ｖｄｏ と比較する。
当該偏差り” Ｖａｏ ＶｄＯを次の電圧制御補償回
路Ｃｖ（Ｓ）ｆ二人力する。Ｃｖ（Ｓ）は積分要素ある
いは比例増幅要素などからなる制御補償回路で、その出
力信号工、はコンバータＣ０ＮＶの入力電流の波高値指
令となる。該波高値指令工□はリミッタ回路ＬＩＭを介
して、上限及び下限値をもつ波高値指令工、′（＝変換
される。当該波高値指令工。′は、Ｒ，Ｓ、Ｔ相の各コ
ンバータの制御回路の乗算器ＭＬ ＋二人力される。
路Ｃｖ（Ｓ）ｆ二人力する。Ｃｖ（Ｓ）は積分要素ある
いは比例増幅要素などからなる制御補償回路で、その出
力信号工、はコンバータＣ０ＮＶの入力電流の波高値指
令となる。該波高値指令工□はリミッタ回路ＬＩＭを介
して、上限及び下限値をもつ波高値指令工、′（＝変換
される。当該波高値指令工。′は、Ｒ，Ｓ、Ｔ相の各コ
ンバータの制御回路の乗算器ＭＬ ＋二人力される。
各相のコンバータは独立（二制御されるので、代表とし
てＲ相を例（二とって、入力電流Ｉｎの制御動作を説明
する。
てＲ相を例（二とって、入力電流Ｉｎの制御動作を説明
する。
まず波高値指令工□′とＲ相の電源電圧ｖＲ＝ｖ、ｌ、
・ｓｉｎωｔに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを乗算器
ＭＬ（二人力し、当該２つの信号を掛は合わせて次式で
示す磁流指令値ＩＲを求める。
・ｓｉｎωｔに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを乗算器
ＭＬ（二人力し、当該２つの信号を掛は合わせて次式で
示す磁流指令値ＩＲを求める。
Ｉａ −Ｉａｍ ・ｓｉｎωｔ −１２）この指
令値工８ とＲ８Ｉの入力電流検出値、工λを比較器
Ｃｌｌ−人力し偏差ｔＸ＝ ｚＲ＊−１，を求め、次の
（流制御補償回路Ｇｔ （Ｓ）に入力する。ＧＥ（Ｓ）
は反転比例増幅器で、上記偏差ε、を−に、倍する。
令値工８ とＲ８Ｉの入力電流検出値、工λを比較器
Ｃｌｌ−人力し偏差ｔＸ＝ ｚＲ＊−１，を求め、次の
（流制御補償回路Ｇｔ （Ｓ）に入力する。ＧＥ（Ｓ）
は反転比例増幅器で、上記偏差ε、を−に、倍する。
（ｈ （Ｓ）の出力信号−に、・ｔｌは加算器ＡＤに入
力され、Ｒ相の電源電圧ｖＲを一償する信号ｖＲ′と加
え合わされる。
力され、Ｒ相の電源電圧ｖＲを一償する信号ｖＲ′と加
え合わされる。
ｅ＋ｉ＋、Ａ” Ｋｘ−ｔＩ＋Ｖｔ’
−−ｔ３１この信号ｅｌＲがパルス幅変調（ＰＷＭ ）
制御の入力信号となる。
−−ｔ３１この信号ｅｌＲがパルス幅変調（ＰＷＭ ）
制御の入力信号となる。
第３図は、ＰＷＭ制御動作を説明するタイムチャト図で
ある。図中Ｘ、Ｘは搬送波信号、ｅｌｍは上記制御入力
信号、ｇｏ＋ ｇｘ□は自己消弧素子（例えばゲートタ
ーンオアサイリスタ） ５ｚｉ−Ｓｚｍ−Ｓｓ鳳。
ある。図中Ｘ、Ｘは搬送波信号、ｅｌｍは上記制御入力
信号、ｇｏ＋ ｇｘ□は自己消弧素子（例えばゲートタ
ーンオアサイリスタ） ５ｚｉ−Ｓｚｍ−Ｓｓ鳳。
５４１Ｌのゲート信号、 ＶＣＩＩはＲ相コンバータの
入力電圧の各波形を表わす。
入力電圧の各波形を表わす。
入力信号ａｌｌと搬送波（三角波）Ｘを比較し、素子Ｓ
ＩＲとＳｔａのオン、オフ信号を作る。また、入力信号
ｅｌｌＬと鈑送波又を比較し、素子８３１と８４１１の
オン、オフ信号を作っている。
ＩＲとＳｔａのオン、オフ信号を作る。また、入力信号
ｅｌｌＬと鈑送波又を比較し、素子８３１と８４１１の
オン、オフ信号を作っている。
ｅＩＲ２Ｘのとき ｇ１１＝″′１”で ＳＩＲ： オ
フＨＳ２Ｂ’オフｅＩｊＩ≦Ｘのとｆ！ ｇｏ＝″′
０″で ＳＩＲ： オフ１ Ｆｎｎ ’オンｅＩＲ＞
Ｙのとき ｇｕ＝”１″で Ｓｓｎ ：オフ１３４に’
オンｅｌＲ≦ｒのとき ｇｔｚ＝”０”で Ｓｓｉ ：
、ｔｙ、 ３４Ｒニオ７素子（ニオン信号が与えら
れても、入力電流Ｉｌｌの方向（二よって、実際には導
通しない場合がある。
フＨＳ２Ｂ’オフｅＩｊＩ≦Ｘのとｆ！ ｇｏ＝″′
０″で ＳＩＲ： オフ１ Ｆｎｎ ’オンｅＩＲ＞
Ｙのとき ｇｕ＝”１″で Ｓｓｎ ：オフ１３４に’
オンｅｌＲ≦ｒのとき ｇｔｚ＝”０”で Ｓｓｉ ：
、ｔｙ、 ３４Ｒニオ７素子（ニオン信号が与えら
れても、入力電流Ｉｌｌの方向（二よって、実際には導
通しない場合がある。
その場合は当該素子（二並列接続されたダイオードが導
通すること（二なシ、コンバータの入力を圧ＶＣＲとし
ては、上記素子のオン、オフ信号で一意的４二決定され
る。
通すること（二なシ、コンバータの入力を圧ＶＣＲとし
ては、上記素子のオン、オフ信号で一意的４二決定され
る。
ＳＩＲと３４Ｈに同時（ニオン信号が与えられていると
き→ＶＣ凰” ＋ ’／ｄ６ ＳＩＲと５ＩＩＲｌ二同時にオン信号が与えられている
とｂ→ＶＣＲ＝Ｖｄ。
き→ＶＣ凰” ＋ ’／ｄ６ ＳＩＲと５ＩＩＲｌ二同時にオン信号が与えられている
とｂ→ＶＣＲ＝Ｖｄ。
その他→ＶＣ１＝０
搬送波ＸはＸの反転値となっておシ、素子８１）１と８
２Ｂのオン・オフのタイミング（二対して、素子Ｓｓａ
と８４Ｒのオン・オフのタイミングは搬送波の電気角で
豹１８０’ずれて制御される。この結果、コンバータの
入力電圧Ｖａｎの制御周波数は上記搬送波Ｘ。
２Ｂのオン・オフのタイミング（二対して、素子Ｓｓａ
と８４Ｒのオン・オフのタイミングは搬送波の電気角で
豹１８０’ずれて制御される。この結果、コンバータの
入力電圧Ｖａｎの制御周波数は上記搬送波Ｘ。
又の周波数の２倍とな９．入力電流Ｉｎの脈動を小さく
することができる。
することができる。
入力信号ｅ□に対してコンバータの入力電圧ｖｃＲの平
均値（破線で示す）は比例した値となる。
均値（破線で示す）は比例した値となる。
次（二人力域流ＩＲの制御動作を説明する。
まず、ＩＲ＝ ＩＲとして、偏差ｇ！−〇の場合を考え
る。このときＰＷＭ制御入力信号ｅ＋ｎ＝Ｖ＊’となっ
ている。故４ニコンバータの入力電圧ＶＣＲの平均値と
なる。ココで、ｋｙ ’ Ｖｎ’ ＝ Ｖａ トなる
よ°う（二、ｙ、／！与えれば、上記コンバータの入力
電圧ＶＣλは電源電圧ｖＲと等しくなり、又流リアクト
ルＬ５Ｋに印加される電圧ＶＬＲ＝ ＶＲ＝ ＶＣＦＬ
は平均的（二（脈動分を除いたもの）零となって入力電
流Ｉｎの増減はない。
る。このときＰＷＭ制御入力信号ｅ＋ｎ＝Ｖ＊’となっ
ている。故４ニコンバータの入力電圧ＶＣＲの平均値と
なる。ココで、ｋｙ ’ Ｖｎ’ ＝ Ｖａ トなる
よ°う（二、ｙ、／！与えれば、上記コンバータの入力
電圧ＶＣλは電源電圧ｖＲと等しくなり、又流リアクト
ルＬ５Ｋに印加される電圧ＶＬＲ＝ ＶＲ＝ ＶＣＦＬ
は平均的（二（脈動分を除いたもの）零となって入力電
流Ｉｎの増減はない。
次：二、Ｉ：＞ Ｉａ トナツタ場合、 当ｇ’ｊｌ’
Ｍ差ｔｔ＝Ｉａ＊Ｉａは正の値となり、入力信号ｅｌＲ
を、−Ｋｌ・６Ｉたけ減少させる。故に”ｔｌ’ｃＩＩ
も−Ｋｌ−匂（二比例して減少し、リアクトルＬ３Ｋに
印加される電圧Ｖｌ、ｌを増加させる。従って、入力電
流Ｉａが増加し、工ａ＝Ｉａ”となるよう（二制御され
る。
Ｍ差ｔｔ＝Ｉａ＊Ｉａは正の値となり、入力信号ｅｌＲ
を、−Ｋｌ・６Ｉたけ減少させる。故に”ｔｌ’ｃＩＩ
も−Ｋｌ−匂（二比例して減少し、リアクトルＬ３Ｋに
印加される電圧Ｖｌ、ｌを増加させる。従って、入力電
流Ｉａが増加し、工ａ＝Ｉａ”となるよう（二制御され
る。
逆（＝、ＩＩＬ＜ ＩＲとなった場合は、εＩ ＜ ０
となりＶｃ罠が増加する結果、Ｖｌ、Ｒが減少、ＩＲを
減らしてやはり、ＩＲ＝ＩＲとなって洛ち着く。
となりＶｃ罠が増加する結果、Ｖｌ、Ｒが減少、ＩＲを
減らしてやはり、ＩＲ＝ＩＲとなって洛ち着く。
Ｓ相及びＴ相の入力−流１ｓ、Ｉｔも同様に制御される
。ただし、Ｓ相の入力電流Ｉｓは、Ｓ相の電源電圧ｖ３
と同相（＝なるよう（二制御され、Ｔ相の入力電流ＩＴ
はＴ相の電源電圧Ｖｔと同相（二なるよう（二制御され
る。
。ただし、Ｓ相の入力電流Ｉｓは、Ｓ相の電源電圧ｖ３
と同相（＝なるよう（二制御され、Ｔ相の入力電流ＩＴ
はＴ相の電源電圧Ｖｔと同相（二なるよう（二制御され
る。
次に、直ｍ４圧Ｖｄの制御動作を説明する。
Ｖａ”＞ Ｖａの場合、偏差Ｃマ＝ ｖｄ−ｖｄは正の
値となり、制御補償回路Ｇｙ （Ｓ）を介して入力電流
の波高値指令慝を増加させる。入力電流ＩＲ，ＩＩ、
１丁は、４み磁圧ＶＲ，Ｖｓ、ｖＴｌ二各々同相（二な
るよう（二制御され、次式で示される有効厖力Ｐ１が電
源から供給される。
値となり、制御補償回路Ｇｙ （Ｓ）を介して入力電流
の波高値指令慝を増加させる。入力電流ＩＲ，ＩＩ、
１丁は、４み磁圧ＶＲ，Ｖｓ、ｖＴｌ二各々同相（二な
るよう（二制御され、次式で示される有効厖力Ｐ１が電
源から供給される。
Ｒ＝ Ｖｃ ＩＲ＋ Ｖｓ・Ｉｓ ＋ Ｖ？ Ｉｔ＝（
３／２）・−・■１ ・・・・・・（４）ただ
し、ぬ＋ ｌ１ｌｌは波高１直 この結果、直流平滑コンデンサＣａ ｌ二は、次式で示
されるエネルギーが蓄積される。
３／２）・−・■１ ・・・・・・（４）ただ
し、ぬ＋ ｌ１ｌｌは波高１直 この結果、直流平滑コンデンサＣａ ｌ二は、次式で示
されるエネルギーが蓄積される。
Ｐ＋ ・ｔ ＝ （１／２） ・Ｃａ ・ＶＸ
＝・”・（５）故（二、直流電圧Ｖｄは上昇し、ｖａ
＝ Ｖａ となって落ち着く。
＝・”・（５）故（二、直流電圧Ｖｄは上昇し、ｖａ
＝ Ｖａ となって落ち着く。
逆に、Ｖａ ＜ Ｖｄとなった場合、偏差ｇｙは負の値
となり波高値指令工、を負の値にする。この結果、電源
から供給される電力Ｐ１は負の値となって平滑コンデン
サｃ４＋＝蓄積されているエネルギーを電源（二もどす
ことになり、直流電圧Ｖｄは減少していく。
となり波高値指令工、を負の値にする。この結果、電源
から供給される電力Ｐ１は負の値となって平滑コンデン
サｃ４＋＝蓄積されているエネルギーを電源（二もどす
ことになり、直流電圧Ｖｄは減少していく。
中はりＶ、 ＝ Ｖｄ となるよう（二重制御される
。
。
このよう（ニして、ＰＷＭコンバータＣ０Ｎｖは、負荷
装置ＬＯＡＤの消丈１；かかわりなく、ｉｉ篭圧ｖｄを
ほぼ一定値に保つことができる。
装置ＬＯＡＤの消丈１；かかわりなく、ｉｉ篭圧ｖｄを
ほぼ一定値に保つことができる。
第１図の装置において、ＰＷＭコンバーＩｔ Ｃ０ＮＶ
は、定格出力負荷までは直流電圧Ｖｄｏがｔｌは一定（
二なるよう（二人力毫流の値を制御する。しかし、負荷
装置ＬＯＡＤかさら（二人さい負荷をとった場合、第２
図に示したリミッタ回路ＬＩＭが動作し波高値指令Ｉ、
ｎ′を制限籠Ｉｎ’ （ＭＡＸ）をこえないようにする
。
は、定格出力負荷までは直流電圧Ｖｄｏがｔｌは一定（
二なるよう（二人力毫流の値を制御する。しかし、負荷
装置ＬＯＡＤかさら（二人さい負荷をとった場合、第２
図に示したリミッタ回路ＬＩＭが動作し波高値指令Ｉ、
ｎ′を制限籠Ｉｎ’ （ＭＡＸ）をこえないようにする
。
このためコンバータＣ０ＮＶを介して電源から供給され
る電力り、より負荷装置ＬＯＡＤが消費する電力Ｐｔ、
のほうが犬きくなり直流コンデンサＣａの電圧Ｖｄ０は
低下してくる。
る電力り、より負荷装置ＬＯＡＤが消費する電力Ｐｔ、
のほうが犬きくなり直流コンデンサＣａの電圧Ｖｄ０は
低下してくる。
ｖｄ２＞ Ｖ、、となると、こんどはダイオード整流装
置ＳＲ［から電力ＰＩｔが供給され、 Ｐロ 十 Ｐ＋２ ＝ Ｒ，・・・・・・ （６）とな
って平衡する。
置ＳＲ［から電力ＰＩｔが供給され、 Ｐロ 十 Ｐ＋２ ＝ Ｒ，・・・・・・ （６）とな
って平衡する。
直ｍ電圧■ｄ０は、整流電圧ｖｄ２となって洛ち着く。
すなわち、過負荷分は整流狭１ｔｓＲＢを介して電源か
ら供給されるので、ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶは定格出
力以上の負荷を負う必要はなくなる。
ら供給されるので、ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶは定格出
力以上の負荷を負う必要はなくなる。
定格負荷以内の運転であれば、ＰＷＭコンバータＣ０Ｎ
Ｖだけが動作し、入力力率は常（二１（二保持され、か
つ入力？ａ流の島端波成分はきわめて少ない状態で運転
される。
Ｖだけが動作し、入力力率は常（二１（二保持され、か
つ入力？ａ流の島端波成分はきわめて少ない状態で運転
される。
また、過負荷運転時でもＰＷＭコンバータＣ０ＮＶの入
力力率＝１、整流装置ＳＲＢの入力力率もほぼ１（ニな
っているため、全体の力率は１に近（二状態で運転され
る。さら（二、整流装置ＳＲＢを多］改化すれば、入力
電流高調波もきわめて少ないシステムなＭ成できる。
力力率＝１、整流装置ＳＲＢの入力力率もほぼ１（ニな
っているため、全体の力率は１に近（二状態で運転され
る。さら（二、整流装置ＳＲＢを多］改化すれば、入力
電流高調波もきわめて少ないシステムなＭ成できる。
負荷装置ＬＯＡＤがシ励愼で回生ブレーキをかけた場合
、当該回生エネルギーは一旦、直流平ｒ’Ｍコンデンサ
α（二薔えられ、直流磁圧Ｖ旬が上昇する。
、当該回生エネルギーは一旦、直流平ｒ’Ｍコンデンサ
α（二薔えられ、直流磁圧Ｖ旬が上昇する。
故（＝、ｖｄＯンＶｄ２となりて、整流装置ＳＲＢの出
力電流１ｄｌは零となる。さらに電圧ｖｄｏが高くなり
、設定Ｖｄ、 より大きくなると、前（二説明したよ
う（二、偏差εｙ −＝ Ｖｄ６ Ｖａｏが貝の値と
なり、入力電流の波高１直指令工、を負の１直（ニする
。従って、平滑コンデンサαのエネルギーはＰＷＭコン
バータＣ０ＮＶを介して堀ｆＡｔ二回生される。
力電流１ｄｌは零となる。さらに電圧ｖｄｏが高くなり
、設定Ｖｄ、 より大きくなると、前（二説明したよ
う（二、偏差εｙ −＝ Ｖｄ６ Ｖａｏが貝の値と
なり、入力電流の波高１直指令工、を負の１直（ニする
。従って、平滑コンデンサαのエネルギーはＰＷＭコン
バータＣ０ＮＶを介して堀ｆＡｔ二回生される。
回設（＝、カ行運転時のシカ消費（二対し回生運転時の
電力のはつが小さく、Ｅ’ＷＭコンバータＣω■の定格
以内で運転可能の場合が多い。故（＝、過負荷運転はカ
行時（二耐えるようにすればよく、逆（二回生運転は、
ＰＷＭコンバータの定格以内で運転したほうがれ済的で
ある。
電力のはつが小さく、Ｅ’ＷＭコンバータＣω■の定格
以内で運転可能の場合が多い。故（＝、過負荷運転はカ
行時（二耐えるようにすればよく、逆（二回生運転は、
ＰＷＭコンバータの定格以内で運転したほうがれ済的で
ある。
第４図は本発明装置のＰＷＭコンバータ部の他の実施例
の構成図を示すものであるヮ 第２図と異なる点は、電源トランスＴＲ，０２９巻−が
分割されておらず、３相３詠式の電源となっていること
、Ｐ ＷＭコンバータＣ０ＮＶは３相全波ブリツジ結緘
となっていることでめる。
の構成図を示すものであるヮ 第２図と異なる点は、電源トランスＴＲ，０２９巻−が
分割されておらず、３相３詠式の電源となっていること
、Ｐ ＷＭコンバータＣ０ＮＶは３相全波ブリツジ結緘
となっていることでめる。
図中、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子（大砿カトランジスタ
、ゲートターンオフサイリスタ等） 、 ＤＩ〜Ｄ６は
ホイーリングダイオードである。制御回路は第２図とほ
ぼ同じであるが、３相３縁式の干渉をなくすため、Ｔ相
慰流制御回路Ｔ −Ｃ０ＮＴの制御入カイ、ｉ号ｅｉＴ
は、Ｒ相及びＳ相の１ｉｉ１ （ａ入力信号ｅ ＩＲｌ
’ｉｓから求めている。
、ゲートターンオフサイリスタ等） 、 ＤＩ〜Ｄ６は
ホイーリングダイオードである。制御回路は第２図とほ
ぼ同じであるが、３相３縁式の干渉をなくすため、Ｔ相
慰流制御回路Ｔ −Ｃ０ＮＴの制御入カイ、ｉ号ｅｉＴ
は、Ｒ相及びＳ相の１ｉｉ１ （ａ入力信号ｅ ＩＲｌ
’ｉｓから求めている。
ｅ＋ｔ ＝ ｅ＋ｎ ＠＋ｓ
・−・ （７ン制御動作は鬼複する
ので省略する。
・−・ （７ン制御動作は鬼複する
ので省略する。
第１図（二おいて、過負荷達が時、整流装置ＳＲＢが私
流重なり角のため、若干遅れ力率となる。これを補償す
るため（二ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶを若干進み力率に
なるように１ｉｌｊ ａすることもできる。全体として
力率工１とすることができる。
流重なり角のため、若干遅れ力率となる。これを補償す
るため（二ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶを若干進み力率に
なるように１ｉｌｊ ａすることもできる。全体として
力率工１とすることができる。
〔発明の効果ｊ
以上のよう（二、本発明の奄力変ｋ装置は、人力力率を
常（＝１（二保つことがでさ、かつ入力電流高論波がき
わめて少ないシステムン提供できる。しかも過負荷運転
（二強く、信頼性の高い装置となる。
常（＝１（二保つことがでさ、かつ入力電流高論波がき
わめて少ないシステムン提供できる。しかも過負荷運転
（二強く、信頼性の高い装置となる。
さら（二ＰＷＭコンバータの容量は従来の％あるいはそ
れ以下で済み経済的（二すぐれているだけでなく装置の
損失を大幅に低減でき、効率のよいシステムを提供でき
る。
れ以下で済み経済的（二すぐれているだけでなく装置の
損失を大幅に低減でき、効率のよいシステムを提供でき
る。
第１図は本発明の電力変換装置の実施刀な示すｇ底図、
第２図は第１図の装置のＰＷＭコンバータ部を説明する
ための具体的な構成図の一実施例、第３図は第２図の動
作を説明するためのタイムチャート図、第４図は第１図
の装置のＰＷＭコンバーク部の他の実施例を示す構成図
である。
第２図は第１図の装置のＰＷＭコンバータ部を説明する
ための具体的な構成図の一実施例、第３図は第２図の動
作を説明するためのタイムチャート図、第４図は第１図
の装置のＰＷＭコンバーク部の他の実施例を示す構成図
である。
Claims (3)
- （１）交流電源と、該交流電源に第１の電源トランス及
び交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変調制御
コンバータと、該コンバータの直流側に接続された直流
平滑コンデンサと、前記交流電源に第２の電源トランス
を介して接続されたダイオード整流装置と、該整流装置
の直流出力端子と前記直流平滑コンデンサをつなぐ直流
リアクトルと、前記平滑コンデンサを直流電圧源とする
負荷装置とからなる電力変換装置。 - （２）前記ＰＷＭコンバータは前記直流平滑コンデンサ
の電圧がほぼ一定になるように前記交流電源から供給さ
れる有効電流（有効電力）の値を制御することを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載の電力変換装置。 - （３）前記ＰＷＭコンバータは定格出力を超えて直流負
荷を消費した場合、当該ＰＷＭコンバータから供給され
る電力を前記定格出力におさえて運転する制限手段を具
備し、定格出力を超えた分の負荷を前記ダイオード整流
装置に負担させるようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第（１）項記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18452184A JPS6166569A (ja) | 1984-09-05 | 1984-09-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18452184A JPS6166569A (ja) | 1984-09-05 | 1984-09-05 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6166569A true JPS6166569A (ja) | 1986-04-05 |
Family
ID=16154653
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18452184A Pending JPS6166569A (ja) | 1984-09-05 | 1984-09-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6166569A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217859A (ja) * | 1986-03-17 | 1987-09-25 | Hitachi Ltd | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
| DE4428907A1 (de) * | 1993-08-17 | 1995-02-23 | Mitsubishi Electric Corp | Wechselspannungs/Gleichspannungs-Energiewandler |
| JP2004248467A (ja) * | 2003-02-17 | 2004-09-02 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2017200436A (ja) * | 2013-12-16 | 2017-11-02 | 京セラ株式会社 | 電力制御装置、機器制御装置、及び方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54101133A (en) * | 1978-01-25 | 1979-08-09 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
| JPS557521B2 (ja) * | 1971-10-04 | 1980-02-26 | Plasser Bahnbaumasch Franz | |
| JPS5822586A (ja) * | 1981-08-04 | 1983-02-09 | Toshiba Corp | 電力変換器の回生制御方法 |
| JPS58195479A (ja) * | 1982-05-10 | 1983-11-14 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形インバ−タにおける回生制動方式 |
-
1984
- 1984-09-05 JP JP18452184A patent/JPS6166569A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS557521B2 (ja) * | 1971-10-04 | 1980-02-26 | Plasser Bahnbaumasch Franz | |
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217859A (ja) * | 1986-03-17 | 1987-09-25 | Hitachi Ltd | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
| DE4428907A1 (de) * | 1993-08-17 | 1995-02-23 | Mitsubishi Electric Corp | Wechselspannungs/Gleichspannungs-Energiewandler |
| DE4428907B4 (de) * | 1993-08-17 | 2005-03-17 | Mitsubishi Denki K.K. | Wechselspannungs/Gleichspannungs-Energiewandler |
| JP2004248467A (ja) * | 2003-02-17 | 2004-09-02 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2017200436A (ja) * | 2013-12-16 | 2017-11-02 | 京セラ株式会社 | 電力制御装置、機器制御装置、及び方法 |
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