JPS6159450B2 - - Google Patents
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- JPS6159450B2 JPS6159450B2 JP8110378A JP8110378A JPS6159450B2 JP S6159450 B2 JPS6159450 B2 JP S6159450B2 JP 8110378 A JP8110378 A JP 8110378A JP 8110378 A JP8110378 A JP 8110378A JP S6159450 B2 JPS6159450 B2 JP S6159450B2
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- temperature detection
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 27
- 239000000872 buffer Substances 0.000 claims description 7
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 11
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Measuring Temperature Or Quantity Of Heat (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、温度検出回路の構成に関するもので
ある。
ある。
従来、水晶発振器の温度補償等のための温度検
出回路としては、例えばサーミスタと直列接続さ
れた抵抗群とその抵抗群を介して並列接続された
相補型MOSゲート回路によつて構成された回路
を用いてこの温度検出回路の出力により水晶発振
回路に伝送ゲートを介して外付接続される周波数
調整用の容量を断続して温度補正する構成が知ら
れている。しかるに、この構成は外付のサーミス
タ、容量などIC外部に接続された温度検出手段
を用いることが必要であり、コスト的にも、外部
から調節する必要性があるなどの欠点があり、素
子のばらつきなどもその欠点の一因となつてい
た。
出回路としては、例えばサーミスタと直列接続さ
れた抵抗群とその抵抗群を介して並列接続された
相補型MOSゲート回路によつて構成された回路
を用いてこの温度検出回路の出力により水晶発振
回路に伝送ゲートを介して外付接続される周波数
調整用の容量を断続して温度補正する構成が知ら
れている。しかるに、この構成は外付のサーミス
タ、容量などIC外部に接続された温度検出手段
を用いることが必要であり、コスト的にも、外部
から調節する必要性があるなどの欠点があり、素
子のばらつきなどもその欠点の一因となつてい
た。
本発明はかかる現状に鑑みて、IC内部におい
て温度検出する手段を設けることによつてこれら
の欠点を除去するものでIC内部に温度検出手段
を設けて、同時に温度情報を表わすデジタル出力
を得るように構成した温度検出回路を提供するも
のである。
て温度検出する手段を設けることによつてこれら
の欠点を除去するものでIC内部に温度検出手段
を設けて、同時に温度情報を表わすデジタル出力
を得るように構成した温度検出回路を提供するも
のである。
以下図面を用いて説明を行なう。
第１図に於て、ａは従来の温度検出回路の一実
施例でｂはその改良された従来の一実施例であ
る。第１図ａに於いて、１０１は感温素子（サー
ミスタ）RT，１０２，１０３，１０４，１０５
は各々抵抗R1，R2，R3，R4，１０６，１０７，
１０８，１０９は各々温度検出用相補型MOSイ
ンバータ、１１０，１１１，１１２，１１３は
各々出力バツフアーであり、各出力端子１１４，
１１５，１１６，１１７は、温度補償用論理制御
回路に接続される。第１図ｂはＰチヤンネル
MOS抵抗によるスイツチ１１８を付加したもの
で、分周回路出力によつて制御され、例えば１日
のうち数秒あるいは数10秒だけ、温度検出回路を
動作させ、消費電流を低減化することができる。
施例でｂはその改良された従来の一実施例であ
る。第１図ａに於いて、１０１は感温素子（サー
ミスタ）RT，１０２，１０３，１０４，１０５
は各々抵抗R1，R2，R3，R4，１０６，１０７，
１０８，１０９は各々温度検出用相補型MOSイ
ンバータ、１１０，１１１，１１２，１１３は
各々出力バツフアーであり、各出力端子１１４，
１１５，１１６，１１７は、温度補償用論理制御
回路に接続される。第１図ｂはＰチヤンネル
MOS抵抗によるスイツチ１１８を付加したもの
で、分周回路出力によつて制御され、例えば１日
のうち数秒あるいは数10秒だけ、温度検出回路を
動作させ、消費電流を低減化することができる。
温度検出回路は第１図ａに示す如く、直列に接
続されたサーミスタと抵抗群を介して並列接続さ
れた相補型MOSインバータにより構成されてお
り、第２図に示す如く温度ＴがＴ＜T1では、し
きい値電圧ＶTは、V4＜V3＜V2＜V1VTの関係に
あり、したがつて４つのインバータの入力は全て
０であり、該インバータ１０６，１０７，１０
８，１０９の出力は各々１であるから、バツフア
ー１１０，１１１，１１２，１１３を介した出力
端子１１４，１１５，１１６，１１７の出力は
０，０，０，０である。又、温度ＴがT1＜Ｔ＜
T2では、V4＜V3＜V2＜ＶT＜V1であるからインバ
ータ１０６のみ入力が１となり、出力端子の出力
は、１，０，０，０となる。温度ＴがT2＜Ｔ＜
T3では、V4＜V3＜ＶT＜V2＜V1であるからインバ
ーター１０６．１０７の入力が１となり、出力端
子の出力は１，１，０，０となる。温度ＴがT3
＜Ｔ＜T4ではV4＜ＶT＜V3＜V2＜V1であるからイ
ンバーター１０６，１０７，１０８の入力が１と
なり出力端子の出力は１，１，10となる。温度Ｔ
がT4＜Ｔでは、ＶT＜V4＜V3＜V2＜V1であるから
４つのインバーター１０６，１０７，１０８，１
０９の入力は全て１となり、出力は１，１，１，
１となる。このように従来の回路においてはサー
ミスタ等による温度検出手段を通して温度検出後
デジタル出力とするわけであるが、この回路にお
いては、サーミスタがIC内部に作れないこと、
抵抗R1，R2，R3，R4とサーミスタで構成される
全体の抵抗の絶対値をそろえることができないこ
と、及び１０６，１０７，１０８，１０９等の温
度検出インバーターのしきい値電圧に温度依存性
がある等の欠点を有している。
続されたサーミスタと抵抗群を介して並列接続さ
れた相補型MOSインバータにより構成されてお
り、第２図に示す如く温度ＴがＴ＜T1では、し
きい値電圧ＶTは、V4＜V3＜V2＜V1VTの関係に
あり、したがつて４つのインバータの入力は全て
０であり、該インバータ１０６，１０７，１０
８，１０９の出力は各々１であるから、バツフア
ー１１０，１１１，１１２，１１３を介した出力
端子１１４，１１５，１１６，１１７の出力は
０，０，０，０である。又、温度ＴがT1＜Ｔ＜
T2では、V4＜V3＜V2＜ＶT＜V1であるからインバ
ータ１０６のみ入力が１となり、出力端子の出力
は、１，０，０，０となる。温度ＴがT2＜Ｔ＜
T3では、V4＜V3＜ＶT＜V2＜V1であるからインバ
ーター１０６．１０７の入力が１となり、出力端
子の出力は１，１，０，０となる。温度ＴがT3
＜Ｔ＜T4ではV4＜ＶT＜V3＜V2＜V1であるからイ
ンバーター１０６，１０７，１０８の入力が１と
なり出力端子の出力は１，１，10となる。温度Ｔ
がT4＜Ｔでは、ＶT＜V4＜V3＜V2＜V1であるから
４つのインバーター１０６，１０７，１０８，１
０９の入力は全て１となり、出力は１，１，１，
１となる。このように従来の回路においてはサー
ミスタ等による温度検出手段を通して温度検出後
デジタル出力とするわけであるが、この回路にお
いては、サーミスタがIC内部に作れないこと、
抵抗R1，R2，R3，R4とサーミスタで構成される
全体の抵抗の絶対値をそろえることができないこ
と、及び１０６，１０７，１０８，１０９等の温
度検出インバーターのしきい値電圧に温度依存性
がある等の欠点を有している。
本発明はこの様な点に鑑みて行なつたものであ
り、第３図はその一実施例を表わしている。図中
３０１は基準電源入力端子を示していて、この端
子には後述の如く電源電圧に依存しない電圧が入
力される。３０２，３０３，３０４，３０５は抵
抗R1，R2，R3，R4を表わしており、この抵抗値
の比によつて３０９，３１０，３１１で表わされ
た温度検出用電界効果型トランジスタのゲートへ
の入力電圧が定まる。この抵抗比は温度検出点を
定める役割りを果たしている。又、３０６，３０
７，３０８，は抵抗、３１２，３１３，３１４は
MOSインバータにより構成されるバツフアー、
３１５，３１６，３１７は出力端子を示してい
る。又、３１８はＮチヤンネル電界効果トランジ
スタによるスイツチを表わしており、前述の如く
消費電流の低減化のために加えられたものであ
る。
り、第３図はその一実施例を表わしている。図中
３０１は基準電源入力端子を示していて、この端
子には後述の如く電源電圧に依存しない電圧が入
力される。３０２，３０３，３０４，３０５は抵
抗R1，R2，R3，R4を表わしており、この抵抗値
の比によつて３０９，３１０，３１１で表わされ
た温度検出用電界効果型トランジスタのゲートへ
の入力電圧が定まる。この抵抗比は温度検出点を
定める役割りを果たしている。又、３０６，３０
７，３０８，は抵抗、３１２，３１３，３１４は
MOSインバータにより構成されるバツフアー、
３１５，３１６，３１７は出力端子を示してい
る。又、３１８はＮチヤンネル電界効果トランジ
スタによるスイツチを表わしており、前述の如く
消費電流の低減化のために加えられたものであ
る。
以下にこの回路の動作を第５図を用いて説明す
る。図中ＶTで表わされた直線は第５図中３０
９，３１０，３１１で表わされた電果効果トラン
ジスタのしきい値電圧の温度特性を示しており、
V1，V2，V3はそれぞれ３０９，３１０，３１１
のゲートに加わる入力電圧を示している。従つて
温度がＴ＜T1の範囲ではV3＜V2＜V1＜ＶTである
ために、３０９，３１０，３１１のトランジスタ
はすべてOFFしており、３１５，３１６，３１
７の出力はインバータ３１２，３１３，３１４を
介して０，０，０の出力となる。同様にして温度
がT1＜Ｔ＜T2の範囲ではV3＜V2＜ＶT＜V1であ
るので、３０９のトランジスタはON、３１０，
３１１のトランジスタはOFF、したがつて出力
は１，０，０となる。更に温度がT2＜Ｔ＜T3の
範囲ではV3＜ＶT＜V2＜V1であるので、３０９，
３１０のトランジスタはON、３１１のトランジ
スタはOFF、したがつつは同様にしてＶT＜V3＜
V2＜V1であるので、すべてのトランジスタは
ON、従つて出力は１，１，１となる。このよう
に本発明による温度検出回路はＡ―Ｄ変換回路中
のトランジスタのしきい値電圧の温度特性を利用
しており、その温度検出点を決めるための電位、
V1，V2，V3は基準電源入力端子３０１に入力さ
れる基準電源電圧を分圧することによつて得られ
るので温度依存性はなくきわめて安定であつて有
効である。通常基準電源電圧を得るための基準電
圧発生回路の構成は例えば、電源電圧依存性のな
い、第６図に示す如く、しきい値電圧の差による
回路が考えられる。このしきい値電圧の差の温度
特性は、10−４ Ｖ／℃程度であつてきわめて安定であ
り、しきい値電圧の温度特性が10−３ Ｖ／℃であるこ
とを考えると十分に実用に供せられるものであ。
第６図基準電源電圧Vstは第３図３０１に入力さ
れる。
る。図中ＶTで表わされた直線は第５図中３０
９，３１０，３１１で表わされた電果効果トラン
ジスタのしきい値電圧の温度特性を示しており、
V1，V2，V3はそれぞれ３０９，３１０，３１１
のゲートに加わる入力電圧を示している。従つて
温度がＴ＜T1の範囲ではV3＜V2＜V1＜ＶTである
ために、３０９，３１０，３１１のトランジスタ
はすべてOFFしており、３１５，３１６，３１
７の出力はインバータ３１２，３１３，３１４を
介して０，０，０の出力となる。同様にして温度
がT1＜Ｔ＜T2の範囲ではV3＜V2＜ＶT＜V1であ
るので、３０９のトランジスタはON、３１０，
３１１のトランジスタはOFF、したがつて出力
は１，０，０となる。更に温度がT2＜Ｔ＜T3の
範囲ではV3＜ＶT＜V2＜V1であるので、３０９，
３１０のトランジスタはON、３１１のトランジ
スタはOFF、したがつつは同様にしてＶT＜V3＜
V2＜V1であるので、すべてのトランジスタは
ON、従つて出力は１，１，１となる。このよう
に本発明による温度検出回路はＡ―Ｄ変換回路中
のトランジスタのしきい値電圧の温度特性を利用
しており、その温度検出点を決めるための電位、
V1，V2，V3は基準電源入力端子３０１に入力さ
れる基準電源電圧を分圧することによつて得られ
るので温度依存性はなくきわめて安定であつて有
効である。通常基準電源電圧を得るための基準電
圧発生回路の構成は例えば、電源電圧依存性のな
い、第６図に示す如く、しきい値電圧の差による
回路が考えられる。このしきい値電圧の差の温度
特性は、10−４ Ｖ／℃程度であつてきわめて安定であ
り、しきい値電圧の温度特性が10−３ Ｖ／℃であるこ
とを考えると十分に実用に供せられるものであ。
第６図基準電源電圧Vstは第３図３０１に入力さ
れる。
以上のように第３図と第６図を合わせた形での
温度検出回路はすべて電界効果型トランジスタ及
び、抵抗によつて構成されIC基板上に構成でき
るために低コストとなり、又、抵抗３０２，３０
３，３０４，３０５については比を用いているの
みであるので素子の絶対値のばらつきは無視でき
る。
温度検出回路はすべて電界効果型トランジスタ及
び、抵抗によつて構成されIC基板上に構成でき
るために低コストとなり、又、抵抗３０２，３０
３，３０４，３０５については比を用いているの
みであるので素子の絶対値のばらつきは無視でき
る。
又、第４図は、第３図の別の実施例を示してお
り、図中４０２は基準電圧を保持するための基準
電圧保持回路であり、これによつて基準電源入力
端子４０１によつて入力される基準電源電圧の安
定化をはかることができる。又４０８，４０９，
４１０は第３図３０６，３０７，３０８の抵抗の
換わりに設けたＰチヤンネル電界効果トランジス
タであり、４０７，４１１は４０８，４０９，４
１０をONするためのトランジスタである。又、
第４図の回路動作は第３図と同様に考えることが
できる。
り、図中４０２は基準電圧を保持するための基準
電圧保持回路であり、これによつて基準電源入力
端子４０１によつて入力される基準電源電圧の安
定化をはかることができる。又４０８，４０９，
４１０は第３図３０６，３０７，３０８の抵抗の
換わりに設けたＰチヤンネル電界効果トランジス
タであり、４０７，４１１は４０８，４０９，４
１０をONするためのトランジスタである。又、
第４図の回路動作は第３図と同様に考えることが
できる。
以上の様に本発明による温度検出回路はIC内
部に構成された電界効果トランジスタの閾値電圧
の温度特性を用いることによつて、他の回路と同
一半導体基板上にＡ―Ｄ変換機能を含む温度検出
回路をすべて集積することができ、実用上きわめ
て有効であると考えられる。
部に構成された電界効果トランジスタの閾値電圧
の温度特性を用いることによつて、他の回路と同
一半導体基板上にＡ―Ｄ変換機能を含む温度検出
回路をすべて集積することができ、実用上きわめ
て有効であると考えられる。
第１図ａ，ｂは従来の温度検出回路、第２図は
動作図、第３図、第４図は本発明による温度検出
回路、第５図は本発明による温度検出回路の動作
図、第６図は基準電圧発生回路の一例。 １０１はサーミスタ、１０２，１０３，１０
４，１０５は抵抗、１０６，１０７，１０８，１
０９は温度検出用相補型MOSインバータ、１１
０，１１１，１１２，１１３は出力バツフアー、
１１４，１１５，１１６，１１７は出力端子、１
１８はＰチヤンネル電界効果トランジスタによる
スイツチ、１１９はサーミスタ、１２０，１２
１，１２２，１２３は抵抗、１２４，１２５，１
２６，１２７は温度検出用相補型MOSインバー
タ、１２８，１２９，１３０，１３１は出力バツ
フア、３０１は基準電源入力端子、３０２，３０
３，３０４，３０５は抵抗、３０６，３０７，３
０８はプルアツプ抵抗、３０９，３１０，３１１
は温度検出用電界効果トランジスタ、３１２，３
１３，３１４は出力バツフアー、３１５，３１
６，３１７は出力端子、３１８はＮチヤンネル電
界効果トランジスタによるスイツチ、４０１は基
準電源入力端子、４０２は基準電圧保持回路、４
０３，４０４，４０５，４０６は抵抗、４０７，
４０８，４０９，４１０はＰチヤンネル電界効果
トランジスタ、４１１はＮチヤンネルトランジス
タ、４１２，４１３，４１４は温度検出用電界効
果トランジスタ、４１５，４１６，４１７，は
MOSインバータ、４１８，４１９，４２０は出
力端子、４２１はＮチヤンネル電界効果トランジ
スタによるスイツチ。
動作図、第３図、第４図は本発明による温度検出
回路、第５図は本発明による温度検出回路の動作
図、第６図は基準電圧発生回路の一例。 １０１はサーミスタ、１０２，１０３，１０
４，１０５は抵抗、１０６，１０７，１０８，１
０９は温度検出用相補型MOSインバータ、１１
０，１１１，１１２，１１３は出力バツフアー、
１１４，１１５，１１６，１１７は出力端子、１
１８はＰチヤンネル電界効果トランジスタによる
スイツチ、１１９はサーミスタ、１２０，１２
１，１２２，１２３は抵抗、１２４，１２５，１
２６，１２７は温度検出用相補型MOSインバー
タ、１２８，１２９，１３０，１３１は出力バツ
フア、３０１は基準電源入力端子、３０２，３０
３，３０４，３０５は抵抗、３０６，３０７，３
０８はプルアツプ抵抗、３０９，３１０，３１１
は温度検出用電界効果トランジスタ、３１２，３
１３，３１４は出力バツフアー、３１５，３１
６，３１７は出力端子、３１８はＮチヤンネル電
界効果トランジスタによるスイツチ、４０１は基
準電源入力端子、４０２は基準電圧保持回路、４
０３，４０４，４０５，４０６は抵抗、４０７，
４０８，４０９，４１０はＰチヤンネル電界効果
トランジスタ、４１１はＮチヤンネルトランジス
タ、４１２，４１３，４１４は温度検出用電界効
果トランジスタ、４１５，４１６，４１７，は
MOSインバータ、４１８，４１９，４２０は出
力端子、４２１はＮチヤンネル電界効果トランジ
スタによるスイツチ。
Claims (1)
- １ 基準電圧を発生する基準電圧発生回路、前記
基準電圧を分圧する複数の分圧抵抗、温度によつ
て閾値電圧が変化すると共に前記複数の分圧抵抗
の分圧点の電位をそれぞれゲート電極に入力する
複数のMOSトランジスタ、前記複数のMOSトラ
ンジスタに直列接続された抵抗成分及び前記抵抗
成分と前記複数のMOSトランジスタとのそれぞ
れの接続点の電位を入力し、温度を表わすデイジ
タル信号を出力するバツフアーよりなることを特
徴とする温度検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8110378A JPS557664A (en) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | Temperature detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8110378A JPS557664A (en) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | Temperature detection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS557664A JPS557664A (en) | 1980-01-19 |
| JPS6159450B2 true JPS6159450B2 (ja) | 1986-12-16 |
Family
ID=13737039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8110378A Granted JPS557664A (en) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | Temperature detection circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS557664A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01130838U (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-06 |
-
1978
- 1978-07-04 JP JP8110378A patent/JPS557664A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01130838U (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-06 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS557664A (en) | 1980-01-19 |
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