JPS6151148B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は内燃機関の点火装置、特に点火プラグ
に点火電圧を供給するための点火コイルの導電時
間（閉角度）と基準点火時からの進みしや断時間
（進角度）とを要求に合わせて任意に設定できる
電子式の点火装置に関する。 この種の電子式点火装置は、多くの場合単安定
回路による一定の閉角幅パルスを回転数に応じた
進角分だけ移動させる方式を採用しているが、こ
の方式では導通開始時点においてすでに当該サイ
クルにおける進角度を決定しておかねばならない
ため、回転数の急変への追随性が悪く、また多種
多様な回転数―進角特性への対応が面倒であつ
た。 本発明は、所望の回転数―進角特性に精度よく
適合させることができ、かつその特性の設定変更
が簡単に行える点火装置を提供することを目的と
するものである。 本発明によればこの目的は、内燃機関の基準点
火位置信号によつて起動され相前後して短時間継
続する第１の信号および第２の信号を発生する回
路と、前記第１の信号により充電を停止し第２の
信号により放電しその後再充電される第１のコン
デンサと、前記第１の信号の継続期間中に第１の
コンデンサの電圧に相当する電圧まで充電されか
つ次の第１の信号到来までこれを保持する第２の
コンデンサと、前記第１コンデンサの充電電圧と
所定の回転数に対応する基準電圧とを比較し所望
の回転数―進角度特性に相当する曲線にて出力電
流を切り換える充電回路と、前記第１または第２
の信号にて放電しその後前記充電回路の出力電流
により充電される第３のコンデンサと、前記第２
のコンデンサの電圧と第３のコンデンサの電圧と
を比較しその出力により進角度を定める進角制御
回路と、前記第２のコンデンサの電圧から所定値
を差引いた電圧と前記第１または第３のコンデン
サの電圧とを比較しその出力により閉角度を定め
る閉角度制御回路とを備えることによつて達成さ
れる。 以下図面を参照して本発明の原理ならびに実施
例について詳細に説明する。 第１図は本発明の実施例のブロツク回路図で、
後述する第４図の具体的実施例の理解を容易なら
しめるためにこの図を用いて概略の動作説明を行
う。 第１図において、１は入力回路部で、たとえば
４気筒の内燃機関の回転に同期する信号を得るた
めに二つの電磁ビツクアツプコイルPAおよびPB
の出力信号を入力とし、信号Ａおよび信号Ｂを出
力とするもので、入出力信号の一例の関係を第２
図イ〜ニに示す。すなわち、電磁ピツクアツプコ
イルPA，PBはたとえばエンジンのシヤフトに直
結した回転子PRを挾むように配置され、回転子
PRの先端が通過するごとに第２図イまたはロに
示すような急峻な交番信号を誘導的に発生するも
ので、入力回路部１はこの信号を波形整形し電流
増幅して第２図ハまたはニに示すような幅パルス
信号ＡまたはＢに変換する。ここで時点t₀，t₃等
の信号PA，PBの零点通過時点を基準点火時点
（または位置）という。 ２は分配信号発生部で、信号ＡおよびＢを入力
として第２図ホまたはヘに示すような分配信号Ｇ
またはを出力する。分配信号Ｇおよびは50％
デユーテイ（信号間隔と信号幅とが等しい）の信
号で、それぞれオア回路OR1またはOR2を介して
制御トランジスタQ1またはQ2を導通させる（以
下オンさせるまたはオンするという）。制御トラ
ンジスタQ1は点火コイルIC₁に直列接続された出
力トランジスタQ3のベース・エミツタ間を短絡
することにより当該出力トランジスタQ3を遮断
させる（以下オフさせるまたはオフするとい
う）。制御トランジスタQ2は点火コイルIC2に直
列接続された出力トランジスタQ4のベース・エ
ミツタ間を短絡することにより当該出力トランジ
スタQ4をオフさせる。したがつて、分配信号Ｇ
は、信号有りの状態でオア回路OR1への他の入力
信号の有無に無関係に出力トランジスタQ3をオ
フ状態に維持する。同様に分配信号は信号有り
の状態でオア回路OR2への他の入力信号の有無に
無関係に出力トランジスタQ4をオフ状態に維持
する。 MV1およびMV2は単安定マルチ（バイブレー
タ）で、まず単安定マルチMV1は入力回路部１
の出力信号ＡおよびＢを入力として、一定時間だ
け“Ｈ”レベルとなる信号P1と、同じ時間
“Ｌ”レベルとなる信号_１とを出力する。単安
定マルチMV2は上記信号P1を入力し、信号P1の
立下りから一定時間だけ“Ｈ”レベルとなる信号
P2と、同じ時間だけ“Ｌ”レベルとなる信号
_２とを出力する。信号P1を第２図トに、信号P2
を第２図チに示す。信号_１および_２は信号
P1およびP2を反転しただけの信号であるので図
示を省略してある。 オア回路OR3は単安定マルチMV1の出力信号
P1とMV2の出力信号P2とを入力として出力をオ
ア回路OR1およびOR2に共通に与えている。した
がつて前述の説明から、オア回路OR₃により出力
トランジスタQ3およびQ4は信号P1およびP2の持
続期間中ともにオフ状態に維持されるということ
が判る。 単安定マルチMV1およびMV2の出力信号は、
回転数検出部３と回転数切換部４とに与えられて
いる。 回転数検出部３は単安定マルチMV1および
MV2の出力信号P₁，_１およびP₂を入力として
回転数に関係するランプ信号（以下回転数信号と
いう）Vnとその波高値のホールド値Ｖ_Nとを出力
する。これらの信号の関係を第２図リに示す。回
転数信号Vnは一定の勾配で上昇し、信号P₁また
は_１にてホールドされ、信号P₂にて０まで下降
し、再び上昇を繰返す。ホールド値Ｖ_Nは後に詳
述する手段により別途半周期間一定に保持され、
回転数は一定の場合には一定レベルの直流信号と
して作用する。このホールド値Ｖ_Nは回転数が低
ければ大きく、高ければ小さい値をとるから回転
数に関係する電圧という意味で以後ホールド値Ｖ
_Nを「回転数検出電圧」と呼ぶ。 回転数検出電圧Ｖ_Nは進角度制御回路の主要部
をなす進角度用コンパレータCP₁のマイナス入力
端子に与えられる。また回転数検出電圧Ｖ_Nから
一定値を差引いた電圧（以下閉角度電圧という）
Ｖ_DWが作られ、これが閉角度制御回路の主要部を
なす閉角度用コンパレータCP2のプラス入力端子
に与えられる。進角度用コンパレータCP1のプラ
ス入力端子と閉角度用コンパレータCP2のマイナ
ス入力端子には、充電回路５により充電されるコ
ンデンサＣθの充電電圧Ｖθが与えられる。 閉角度用コンパレタCP2は、電圧Ｖ〓が回転数
検出電圧Ｖ_Nから一定電圧を差引いた電圧Ｖ_DWを
上回つている間、“Ｌ”レベルの出力信号CLSを
切換回路SWに与える。 進角度用コンパレータCP1は、電圧Ｖ〓が回転
数検出電圧Ｖ_Nを上回つている間、“Ｈ”レベルの
出力信号ADVを切換回路SWに与える。閉角度用
コンパレータCP2の出力信号CLSを第２図ヲに、
進角度用コンパレータCP1の出力信号ADVを第
２図ワに示す。 切換回路SWは、回転数切換部４のちの低速切
換部４１から、そのときの回転数Ｎが低速切換回
転数N1以下であることを示す信号４１Ａを受け
ているときは、出力を“Ｌ”レベルのままとす
る。信号４１Ａが消滅したとき、すなわちそのと
きの回転数Ｎが低速切換回転数N1を越えときに
は、閉角度信号CLSおよび進角度信号ADVをオ
ア回路OR1およびOR2に共通に送る。 一方、回転数切換部４の低速切換部４１は、そ
のときの回転数Ｎが低速切換回転数N₁以下のと
きには、入力回路部１の出力信号ＡおよびＢをそ
れぞれ反転して対応するオア回路OR1またはOR2
に送るが、回転数Ｎが低速切換回転数N1を越え
たときには、対応する出力を“Ｌ”レベルとす
る。 したがつて低速切換回転数N1を境にして、回
転数ＮがN1以下のときには低速切換部４１から
の、また回転数ＮがN1を越えたときには切換回
路SWからの信号が制御トランジスタQ1，Q2、
したがつて出力トランジスタQ3，Q4のオンオフ
を司ることになる。 第２図カおよびヨは、回転数Ｎが低速切換回転
数N1を越えているときの、したがつて切換回路
SWがその入力に応じた信号を出力しているとき
の、点火コイルIC1およびIC2に流れる電流波形
を示すものである。すなわち、時点t₁において電
圧Ｖθが電圧Ｖ_DWを越えると、閉角度用コンパレ
ータCP2の出力信号である閉角度信号CLSは
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わる。こ
の信号は切換回路SWを経てオア回路OR1および
OR2に同時に加わるが、オア回路OR1には時点t₀
からt₃まで分配信号部２からの信号Ｇが継続して
加わつているので、切換回路SWからの信号はオ
ア回路OR1したがつて出力トランジスタQ3には
何らの変化ももたらさず、出力トランジスタQ3
はオフしたままである。 一方オア回路OR2に対しては、時点t₁において
オア回路OR3の出力は既に“Ｌ”，低速切換部４
１の出力も前提により“Ｌ”，分配信号２からの
信号も“Ｌ”であるので、切換回路SWの出力
が時点t₁において閉角度信号CLSにより“Ｈ”→
“Ｌ”に切り換わると同時に、オア回路OR2の出
力も“Ｈ”→“Ｌ”に切り換わり、制御トランジ
スタQ2をオンからオフに、したがつて出力トラ
ンジスタQ4をオフからオンに切り換える。かく
して時点t₁より点火コイルIC2に電流が流れはじ
める。この電流は主として回路抵抗とコイルイン
ダクタンスとで定まる時定数でもつて立上る。時
点t₂において電圧Ｖθが回転数検出電圧Ｖ_Nを越
えると、切換回路SWは進角度信号ADVを出力す
る。この信号はオア回路OR2を介して制御トラン
ジスタQ2をオンさせるので、それまで導通して
いた出力トランジスタQ4は急激にオフする。こ
の結果点火コイル（正しくは点火コイル一次巻
線）IC2に流れる電流も急激にしや断されるの
で、図示しない点火コイル二次巻線に急峻な立上
りのパルス電圧が誘導され、図示しない点火プラ
グを点火させる。 進角度信号ADVがないときは、点火コイルIC2
に流れる電流のしや断時点はt₃すなわち基準点火
時点となるから、ADVがある場合の時点t₂から時
点t₃までの時間、すなわち進角度信号ADVの持続
時間は進角時間に相当する。これに対して時点t₁
から時点t₂までの時間は閉角時間となり、これは
閉角度信号CLSが“Ｌ”レベルとなつている時間
よりも進角時間だけ短い。このことは閉角度信号
CLSが点火コイルの通流開始時点を定め、進角度
信号ADVが点火コイルの通流しや断時点を定め
ることを意味する。 したがつてこれらの信号を発生するコンパレー
タCP1，CP2ならびに切換回路SWさらにはオア
回路OR1，OR2等は上述の信号関係満足するよう
にその入力極性、出力レベル等を定めればよいこ
とが判る。 次にＶθとＶ_Nとから回転数に応じた進角特性
が得られる理由を説明する。 第３図イは一般的に要求される回転数―進角度
特性を模擬した一例を示すもので、回転数N₁以
下では進角度Ｏ，回転数N1からN2の間ではθ
_１，回転数N2からN3の間ではθ_２，回転数N₃以
上ではθ_３なる特性を有するものとする。ここ
で、θ_１およびθ_２は回転数Ｎの一次関数、θ_３
は回転数Ｎに関係なく一定値とする。 さて、このような回転数―進角度特性を得るた
めに、第１図の進角度用コンパレータCP1におい
て回転数検出電圧Ｖ_Nと比較さる電圧Ｖθを、第
３図ロに示すように回転数の増加とともに減少
し、かつ回転数N₂およびN₃において屈曲点を持
つ特性とする。これは回転数切換部４の中速切換
部４３と高速切換部４５，ならびに充電回路５に
よつて達成される。その詳細は第４図に委ねるこ
ととし、ここでは回転数に応じた進角特性が得ら
れる理由を説明する。 第３図ハは第３図ロを横軸を時間軸にとつて書
き直し、新たに回転数検出電圧Ｖ_Nを付加したも
のである。いま、時点t₀（＝０）を基準点火時点
とし、第２図ト，チの信号P1およびP2の持続時
間を充分小とみなして無視すると、回転数検出電
圧Ｖ_Nはそのときの回転数に見合つたある値にホ
ールドされている。時点t₃を次の基準点火時点と
し、１サイクル内では回転数はほぼ一定とみなす
とすると、 Ｖ_N＝Ａ・t₃ (1) となる。Ｖθは時点t₂でこのＶ_Nの値を越える。
したがつて時点t₂とt₃との間が進角度に相当する
時間Ｔθとなる。 Ｖθ_２＝Ｂ・ｔ＋Ｋ (2) とすると、時点t₂におけるＶθ_２の値が(1)式のＶ
_Nと等しいから、 Ａ・t₃＝Ｂ・t₂＋Ｋ (3) 基準点火時点t₀＝０とすれば、時点t₃はそのとき
の周期Ｔ_Nの1/2，したがつて回転数Ｎに対しては
１／２Ｎに相当するから、 t₂＝１／Ｂ（Ａ・１／２Ｎ−Ｋ） (4) そのときの進角度θ_２は、 θ_２＝ｔ_３−ｔ_２／ｔ_３×180゜ ＝｛１−１／Ｂ（Ａ−2K・Ｎ）｝×180゜ (5) となり、第３図ニに示すように回転数Ｎに対して
正の傾斜を持つ直線となる。縦軸の切片は傾きＡ
とＢとの相互の大きさにより正または負となる。 これに対してθ_１はＶθ_１の傾きをＣとすれ
ば、(5)式と同様に θ_１＝｛１−１／Ｃ（Ａ−2K・Ｎ）｝×180゜ (6) となり、Ａ＞Ｃに選べば、傾きがより急で縦軸切
片が負となる直線が得られる。Ｖ_NとＶθ_１との
交点は回転数N₁に相当する。 また、θ_３はＶθ_３の傾きをＤとすれば、 θ_３＝（１−Ａ／Ｄ）×180゜ (7) となり、Ｄ＞Ａであるからθ_３は正の一定値とな
る。 (5)式はN₃≧Ｎ≧N₂に対して、 (6)式はN₂≧Ｎ≧N₁に対して、 (7)式は Ｎ≧N₃に対して、 それぞれ成立するから、これらを合成すると第３
図イの回転数―進角度特性が得られる。 かくして第３図イに示す回転数―進角度特性を
得るためには、第３図ロに示す特性の電圧Ｖθを
作ればよいことが判明する。かかる電圧は三つの
定電流供給回路と一つのコンデンサとで簡単に形
成することができ、その際回転数に応じた切換は
第１図の電圧Vnと所定量との比較により簡単に
実現できる。 第３図イは所望の回転数―進角度特性を３本の
線分にて模擬したものであるが、より正確に模擬
する必要がある場合には折線の数を増せばよく、
これは相応して電圧Ｖθの折線特性を細かくする
ことにより達成できる。 次に第４図について第１図と対応させながら詳
細に説明する。 入力回路部 入力回路部１はロータPRを挾んで対向する電
磁ピツクアツプコイルPAおよびPBの出力を入力
としている。ダイオード１０１と抵抗１０２との
直列回路およびダイオード１０３と抵抗１０４と
の直列回路はそれぞれ電磁ピツクアツプコイルの
出力端子にたすき掛けに接続されているが、これ
は一方の電磁ピツクアツプコイルが出力を発生し
ているときに誘導により他方の電磁ピツクアツプ
コイルに干渉電圧が生じることがあるのでこれを
防ぐためのものである。 入力回路部１は互いに対称な一対の回路構成か
ら成る。抵抗１０５とトランジスタのコレクタを
ベースに直結してなるトランジスタダイオード１
０６とが直流電源ラインDC₁―DC₀間に接続され
ている。抵抗１０５とトランジスタダイオード１
０６との接続点１０７には抵抗１０８とコンデン
サ１０９との直列回路が接続され、その両端子１
０７と１１０に電磁ピツクアツプコイルPAの出
力が供給される。この出力は抵抗１１１を介して
電流に変換されトランジスタ１１２のベースに供
給される。トランジスタ１１２および１１３は抵
抗１１４〜１１７とコンデンサ１１８とともに公
知のシユミツト回路を構成し、ヒステリシス特性
を持つオンオフレベルを有している。１１９はト
ランジスタ保護用ダイオードである。 以上の左半分の回路に対し右半分の回路も全く
同一の回路構成となつているので、それぞれ対応
する素子に対して２０を加算した符号（たとえば
抵抗１０５に対応する抵抗は１２５）を付すにと
どめ、各素子の説明は省略する。 次に入力回路部１の動作について第２図を参照
しながら説明する。第２図の時点t₀において電磁
ピツクアツプコイルPAの出力が正の値から負の
値に急激に下降すると、いままで導通していたト
ランジスタ１１２のベースエミツタ間は急激に逆
バイアスとなつてトランジスタ１１２はオフ状態
に移行し、エミツタ抵抗１１６の正帰還作用も加
わつて、トランジスタ１１３が急激にオン状態に
移行する。したがつて信号Ａは“Ｈ”レルから
“Ｌ”レベルへ落ちる。ここで“Ｈ”レベルとは
電源ラインDC1の電圧レベルもしくはこれに近い
電圧レベルを意味し、“Ｌ”レベルとは電源ライ
ンDC0の電圧レベルもしくはこれに近い電圧レベ
ルを意味する。ところで電磁ピツクアツプコイル
PAに急激なピークパルスが発生すると、電磁ピ
ツクアツプコイルPBにも誘導が生じて不都合な
干渉電圧が生ずることがある。この干渉電圧はと
くに電磁ピツクアツプコイルの出力が正から負の
方向に急峻に落ち込むときに有害な大きさとな
る。このために、第４図の実施例では電磁ピツク
アツプコイルPAの出力が負方向に反転するとき
に、接続点１２７の電位を、抵抗１０４，ダイオ
ード１０３，電磁ピツクアツプコイルPA，接続
点１０７，トランジスタダイオード１０６の径路
と電磁ピツクアツプコイルPAの起電力とで負方
向に（トランジスタダイオード１２６に逆方向の
ダイオードが接続されていればダイオードの順方
向電圧降下分だけ）引張り、電磁ピツクアツプコ
イルPBに誘起される干渉電圧による接続点１３
０の電位上昇を実質上０にしてトランジスタ１３
２の不都合なオン動作を阻止している。 次に電磁ピツクアツプコイルPBの出力が立上
り、トランジスタ１３２，１３３を含むシユミツ
ト回路のオンレベルを越えると、トランジスタ１
３２がオン、トランジスタ１３３がオフとなり、
信号Ｂは“Ｈ”レベルとなる。この状態は時点t₃
で電磁ピツクアツプコイルPBの出力信号が極性
反転するまで接続する。時点t₃において、トラン
ジスタ１３２はオンからオフに、トランジスタ１
３３はオフからオンに移行し、信号Ｂは“Ｈ”レ
ベルから“Ｌ”レベルに下降する。このとき電磁
ピツクアツプコイルPAに生ずる干渉電圧は、ダ
イオード１０１と抵抗１０２とを含む回路が自動
的に除去する。 以上の動作を電磁ピツクアツプコイルPAおよ
びPBの出力信号にもとづいて繰返すことによ
り、入力回路部１は第２図ハおよびニに示す信号
ＡおよびＢを交互に発生する。 後述するようにこの信号ＡおよびＢは低回転数
領域における閉角そのものを定めるから、とくに
その立上り、すなわちシユミツト回路の初段トラ
ンジスタのオンレベルは適切に選ばなければなら
ない。 分配信号部 入力回路部１の出力信号ＡおよびＢは分配信号
部２の入力となる。２００〜２１３は抵抗、２１
４〜２２２はトランジスタで、トランジスタ２１
４〜２１７はフリツプフロツプ回路を構成し、抵
抗２１１および抵抗２１０をそれぞれ介する信号
ＡおよびＢによつて、トランジスタ２１６および
２１７のコレクタ側端子２２３に、信号Ｂの始端
から信号Ａの始端まで“Ｈ”レベルとなる信号を
生ずる。この信号は抵抗２０７を介してトランジ
スタ２１８に与えられるが、このトランジスタ２
１８には信号Ａによりオンとなるトランジスタ２
１９が並列接続されているので、端子２２４には
信号Ａの終端から信号Ｂの始端まで“Ｈ”レベル
となる信号が生ずる。この信号はトランジスタ２
２０のベースに与えられこのトランジスタには信
号Ｂによりオンとなるトランジスタ２２１が並列
接続されているので、端子２２５には信号Ｂの終
端から信号Ａの終端まで“Ｈ”レベルとなる信号
が生ずる。これを抵抗２０９を介して取り出した
のが信号で、トランジスタ２２２で反転させて
取り出したのがＧ信号である。これらは第２図ホ
およびヘに示すとおりの始端および終端を有して
いる。 単安定マルチ 単安定マルチMV1およびMV2は公知の回路で
あるので、第１図と同様にブロツク回路でしか示
していない。 単安定マルチMV1は第２図で時点t₀，すなわち
信号Ａが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルになると
作動し、一定時間“Ｈ”レベルとなる信号P₁と、
これの反転信号、すなわち一定時間“Ｌ”レベル
となる信号_１とを出力する。この一定時間は後
述する電圧ホールドやコンデンサ放電に必要な時
間であり、１サイクルの時間に比して僅かなもの
であるので、前に回転数―進角度特性の算出の際
には無視したものである。単安定マルチMV1か
らは多数の出力が出ているように見えるがP₁か
_１のいずれかである。 単安定マルチMV2は信号P₁を受けて一定時間
“Ｈ”レベルの信号P₂と、これの反転信号、すな
わち一定時間“Ｌ”レベルとなる信号_２とを出
力する。この一定時間も前記同様短いものであ
る。信号P₁とP₂の例は第２図ホとヘに示すとおり
であ。_１と_２についてはP₁とP₂とを反転する
だけなので特に図示していない。 回転数検出部 回転数検出部３はコンデンサ３０１，３０２と
オペアンプ３０３，３０４等を主回路要素とする
もので、信号P₁または_１を入力として回転数信
号Vnと回転数検出電圧Ｖ_Nとを出力する。コンデ
ンサ３０１は、単安定マルチMV2の出力信号P₂
が消滅してトランジスタ３０５がオフすると、ト
ランジスタ３０６を介して定電流で充電される。
３０７はトランジスタダイオード、３０８は抵抗
である。信号P₁が抵抗３１０を介してトランジス
タ３０９のベースに与えられると、トランジスタ
３０９はオンし、トランジスタ３０６はオフす
る。この結果コンデンサ３０１への充電電流はし
や断され、コンデンサ３０１の電位はP₁の期間ホ
ールドされる。オペアンプ３０３はボルテージフ
オロワとして構成されその出力電圧Vnはコンデ
ンサ３０１の電位と同値である。同時に信号P₁に
よりトランジスタ３１３，３１４をオンしてコン
デンサ３０１の電位をオペアンプ３０３の電位に
等しくする。信号P₁が消滅するとトランジスタ３
１３，３１４はオフとなりコンデンサ３０２の電
位は次の信号P₁がくるまでホールドされる。これ
はポルテージフオロワとして構成されたオペアン
プ３０４を介して回転数検出電圧Ｖ_Nとして出力
される。この回転数検出電圧Ｖ_Nは、エンジン回
転数に対応した直流電圧値となつている。 次に信号P₂によりトランジスタ３０５をオンさ
せ、抵抗３１２を介してコンデンサ３０１を放電
させる。ことき、本実施例では信号_１の消滅に
よりトランジスタ３０６がコンデンサ３０１の充
電電流を流しはじめるが、放電電流の方がはるか
に大きいので、コンデンサ３０１の電位は信号P₂
の規間ではこの放電電流に支配され、ほぼOVま
で低下する。トランジスタ３０１の導通による上
記期間の充電電流を嫌う場合には、トランジスタ
３０９を信号_１のみならず信号_２の期間にも
オンさせるようにすればよい。 そして信号P₂が消滅すると、コンデンサ３０１
は解放され、再びトランジスタ３０６により充電
が開始される。この様子は第２図リに示すとおり
であり、コンデンサ３０１の端子電圧、すなわち
オペアンプ３０３の出力である回転数電圧Vn
は、単安定マルチの出力信号毎に充放電を繰り返
す歯先のなまつた鋸歯状波形を呈する。回転数電
圧Vnの傾斜は一定であるから、回転数が増大し
て信号P₁の間隔が狭くなるにつれてその波高値す
なわち回転数検出電圧Ｖ_Nは小さくなることが了
解されよう。なお、トランジスタ３１３，３１４
は電解効果トランジスタに置き換えてもよい。ダ
イオード３１５は電源投入時に出力トランジスタ
がオフを保つようにするためのもので、Ｖθ＞Ｖ
_Nを満足させる機能を持つ。 回転数切換部 回転数切換部４は、低速切換部４１と中速切換
部４３と高速切換部４５とから成る。低速切換部
４１と残り二つの切換部とは機能が異なる。前者
は出力トランジスタの制御信号の切換用、後者は
進角度設定用コンデンサへの充電電流切換用であ
る。 低速切換部４１はコンパレータ４００を持つ。
そのプラス入力端子には回転数検出電圧Ｖ_Nを加
え、マイナス入力端子には切換えたい回転数N₁
に相当する基準電圧を抵抗４０１と４０２の分圧
の形で加える。信号P₁が生じるとトランジスタ４
０３がオンし、コンパレータ４００の出力レベル
に無関係にトランジスタ４０４をオフし、直流電
源ラインDC₁の電圧を抵抗４０５とダイオード４
０６とを介してコンパレータ４００のマイナス端
子に加えてリセツト状態にする。次に信号P₂によ
つてトランジスタ４０７をオンしてダイオード４
０６を不導通とし、ホールドの完了した回転数検
出電圧Ｖ_Nと抵抗４０１，４０２による基準電圧
との比較をコンパレータ４００に行わせる。 回転数検出電圧Ｖ_Nが回転数N₁に相当する基準
電圧よりも大きい場合（低速を意味する）、コン
パレータ４００の出力は“Ｈ”レベルとなる。こ
の出力は一方では抵抗４０８を介してトランジス
タ４０４をオンし、コンパレータ４００のマイナ
ス端子電位をOVにラツチしてコンパレータ出力
を安定にする。コンパレータ４００の出力は他方
では抵抗４０１を介してトランジスタ４１１をオ
ンする。この結果、抵抗４１３を介してトランジ
スタ４１４がオフし、そのコレクタ抵抗４１５を
介して信号線４１６を“Ｈ”レベルとして後述す
る閉角ないし進角度制御部の出力を無効ならしめ
る。トランジスタ４１１のオンにより抵抗４１７
を介してトランジスタ４１８および４１９がオフ
される。この結果トランジスタ４２０および４２
１が活かされることになり、抵抗４２２を介する
信号Ａと抵抗４２３を介する信号Ｂとをそれぞれ
反転してダイオード１２またはダイオード２２を
介して制御トランジスタQ1またはQ2に送る。か
くして出力トランジスタQ3は信号Ａが“Ｈ”レ
ベルの間、そして出力トランジスタQ4は信号Ｂ
が“Ｈ”レベルの間、それぞれ導通することにな
る。 すなわち、回転数がN₁以下のときは、出力ト
ランジスタQ3，Q4は信号Ａ，Ｂによつて閉角制
御されることになり、この場合の進角はほぼ０で
ある。 逆に回転数がN₁以上の場合、すなわち回転数
検出電圧Ｖ_Nが回転数N₁に相当する基準電圧より
も小さい場合には、コンパレータ４００の出力
“Ｌ”レベルであり、トランジスタ４１１はカツ
トオフとなるので、一方ではトランジスタ４１４
のオンにより信号線４１６を“Ｌ”レベルとし、
他方ではトランジスタ４１８，４１９をオンとし
てトランジスタ４２０，４２１を無効とし、信号
Ａ，Ｂの出力トランジスタへの関与を阻止する。
４０９，４１２，４２４および４２５はそれぞれ
抵抗である。 次に中速切換部４３と高速切換部４５の動作で
あるが、理解を容易にするために高速切換部４５
の方を先に説明する。 高速切換部４５はコンパレータ４５０を持つ。
そのプラス入力端子には回転数電圧Vnが、マイ
ナス入力端子には回転数N₃に対応する基準電圧
が抵抗４５１と４５２により分圧の形で印加され
る。 回転数がN₃よりも高い場合には、回転数電圧
VnはN₃に対応する基準電圧に到達する前にホー
ルドおよびリセツトされてしまうから、コンパレ
ータ４５０の出力は“Ｌ”レベルのままであり、
トランジスタ４５５および４５８はオフ、トラン
ジスタ４５９はオンである。 回転数がN₃より下がると、コンパレータ４５０
の出力は“Ｈ”レベルとなり、トランジスタ４５
５はオン、トランジスタ４５９はオフとなる。 以上をまとめると、 【表】 となる。なお４５３，４５４，４５６，４５７，
４６０および４６１は抵抗である。 次に中速切換部４３はコンパレータ４３０を持
つ。そのプラス入力端子には回転数電圧Vnが、
マイナス入力端子には回転数N₂に相当する基準
電圧が抵抗４３１と４３２とによる分圧の形で印
加される。 回転数がN₂より大きい場合（従つてN₃より大
きい場合も当然含まれる。）コンパレータ４３０
の出力は“Ｌ”レベルのままであり、トランジス
タ４３６，４４０はオフ、トランジスタ４３７は
オンとなつている。 回転数がN₂以下になると、コンパレータ４３
０は“Ｈ”レベルの出力を出し、トランジスタ４
３７をオフにする一方、トランジスタ４４０をオ
ンして高速切換部４５のトランジスタ４５９をオ
ンさせる。 以上の中速、高速切換部の動作をまとめると、 【表】 のようになる。 なお、電源のまわりについては、必要とする電
位と温度補償の必要性とに応じて直流電源ライン
DC1そのもの、あるいはこれから抵抗４６１とダ
イオード４６３，ツエナーダイオード４６４とか
ら成る定電圧源、あるいは抵抗４６２とツエナー
ダイオード４６５とから成る定電圧源が用いられ
る。ダイオード４６３はトランジスタダイオード
３０７，５０３，５１３および５２３の温度補償
用のものである。 進角度設定用コンデンサの充電回路 充電回路５は前項で述べた回転数切換部４の出
力にもとづいて進角度設定用コンデンサＣθの充
電電流を切換えるもので、抵抗５０１，トランジ
スタ５０２，トランジスタダイオード５０３，ト
ランジスタ５０４および抵抗５０５を備える定電
流I₁供給回路と、抵抗５１１，トランジスタ５１
２，トランジスタダイオード５１３，トランジス
タ５１４および抵抗５１５を備える定電流I₂供給
回路と、抵抗５２１，トランジスタ５２２，トラ
ンジスタダイオード５２３，トランジスタ５２４
および抵抗５２５を備える定電流I₃供給回路とか
ら成る。各定電流供給回路は素子の値は別として
同一の回路構成を有しており、それぞれの初段の
トランジスタ５０２，５１２および５２２がオン
すると電流供給用トランジスタ５０４，５１４お
よび５２４がそれぞれオフとなり、各初段トラン
ジスタがそれぞれオフすると、トランジスタダイ
オード５０３，５１３および５２３ならびに抵抗
５０５，５１５および５２５の助けをかりて電流
供給用トランジスタ５０４，５１４および５２４
がそれぞれオンして一定の電流を供給する。 定電流Ｉ，供給回路の初段トランジスタ５０２
のベースは回転数切換部４のトランジスタ４５５
の主導電路（コレクターエミツタ回路）に接続さ
れており、定電流I₂供給回路の初段トランジスタ
５１２のベースは同じくトランジスタ４５９の主
導電回路に接続されており、定電流I₃供給回路の
初段トランジスタ５２２のベースは同じくトラン
ジスタ４３７の主導電路に接続されている。 これらの回転数切換部４におけるトランジスタ
と各定電流供給回路の初段トランジスタとはオン
オフが一致するが、前者と電流供給トランジスタ
とはオンオフが相反する。したがつて前項でまと
めた表にもとづいて回転数と電流との関係を表示
すると、 【表】 のようになる。 かくして進角度設定用コンデンサＣθの電位は
第５図に示すように折線状に変化する。第５図の
横軸は左に向かつて増加する回転数になつている
が、これを右に向つて増加する時間にとつても同
じことである。コンデンサＣθの放電は信号P₁に
より抵抗５４４とトランジスタ５４３とにより行
われる。 閉角度（導通時間）制御 閉角度制御には閉角度用コンパレータ５４０が
関与する。このコンパレータのマイナス入力端子
には電圧Ｖθが、プラス入力端子には回転数検出
電圧Ｖ_Nから所定値を差し引いた閉角度電圧Ｖ_DW
がそれぞれ与えられる。この所定値は抵抗５３０
における電圧降下の形で与えられ、抵抗５３０に
流れる電流は抵抗５３１，トランジスタ５３２お
よびトランジスタダイオード５３３により定めら
れる。トランジスタ５３４およびトランジスタダ
イオード５３５は、閉角度特性に電源電圧依存性
を持たせるためのもので、バツテリBBの電圧が
高くなると、抵抗５３６を介してトランジスタ５
３４を導通制御し、トランジスタ５３２，したが
つて抵抗５３０を流れる電流を減らして閉角度電
圧を大きくし、結果的に閉角度が小さくなるよう
にする。 さて、閉角度用コンパレータ５４０（第１図の
CP2に相当）は電圧ＶθとＶ_DWとを比較し、Ｖθ
がＶ_DWを越えると出力CLSを“Ｈ”レベルから
“Ｌ”レベルにし、抵抗５４１を介するトランジ
スタ５４２のベース電流をなくしてこれをオフさ
せる。このとき、回転数検出電圧Ｖ_Nは閉角度電
圧Ｖ_DWよりも大きいから、進角用コンパレータ５
５０の出力も“Ｌ”レベルのままであり、トラン
ジスタ５５２もオフとなつている。かくしてＶθ
がＶ_DWを越えた瞬間に、トランジスタ５４２，５
５２のコレクタは“Ｈ”レベルとなり、トランジ
スタ５６０がオンする。ところで、トランジスタ
５６０にはトランジスタ５７０が並列接続され、
そのベースに回転数切換部４の低速切換部４１か
らの信号線４１６が接続されている。前述のとお
り、回転数がN₁以下の場合には信号線４１６は
“Ｈ”レベルであるから、トランジスタ５７０は
オンしたままであり、上述のトランジスタ５６０
のオフからオンへの切り換わりは出力回路に何ら
も影響も及ぼさない。しかしながら、回転数が
N₁以上の場合には信号線４１６は“Ｌ”レベル
を維持しているため、トランジスタ５７０はオン
のままである。したがつてトランジスタ５６０の
オフからオンへの切り換わりはそのコレクタ電位
を“Ｈ”から“Ｌ”レベルへ変更させる結果をも
たらす。この出力変動はダイオード１３を介して
制御トランジスタQ1をオフさせるか、またはダ
イオード２３を介して制御トランジスタQ2をオ
フさせる結果を生じる。いずれの制御トランジス
タをオフさせるかは分配信号部２からのＧ信号あ
るいは信号による。 かくして回転数N₁以上のときは閉角度用コン
パレータ５４０の出力にもとづき、出力トランジ
スタQ3またはQ4が導通を開始し、点火コイル
IC1またはIC2に電流が流れはじめる。 進角度制御 進角度の制御には進角度用コンパレータ５５０
が関与する。このコンパレータは回転数検出電圧
Ｖ_Nと電圧Ｖθとを比較するもので、ＶθがＶ_Nを
越えると出力ADVが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レ
ベルに変化し、それまでオフ状態にあつたトラン
ジスタ５５２（５４２も同様）をオンさせ、その
結果トランジスタ５６０をオフさせる。かくして
トランジスタ５６０のコレクタ電位“Ｌ”レベル
から“Ｈ”レベルに変つて、抵抗５６１を介する
ベース電流がダイオード１３または２３を通つて
制御トランジスタQ1またはQ2に与えられ、それ
までオフ状態にあつた制御トランジスタを導通さ
せ、それまでオン状態にあつた出力トランジスタ
をオフさせる。オンオフの変化する制御トランジ
スタおよび出力トランジスタは信号Ｇないしに
より選択されることは前述のとおりである。 いままでオンしていた出力トランジスタが急に
オフすることによつて、点火コイルの一次巻線
IC1またはIC2を流れていた電流が急激にしや断
され、その結果図示しない二次巻線に急峻なパル
ス電圧が誘起されてこれが点火プラグを点弧させ
る。 以上の説明から、閉角度用コンパレータの出力
信号が出力トランジスタの導通開始時点を定め、
進角度用コンパレータの出力信号が出力トランジ
スタのしや断時点、すなわち点火プラグの点火時
点を定め、これらの切換えをトランジスタ５４
２，５５２，５６０および５７０からなる切換回
路SWが行なつているということが判る。 出力回路 第４図に示される回路装置の出力回路は、ベー
スエミツタ間に抵抗６１４，６１５を持つ制御ト
ランジスタQ1，Q2ならびにベース抵抗６１２，
６１３を持つ出力トランジスタQ3，Q4を主たる
構成要素とする回路で、大方の回路動作は既述し
たため重複記述を避け、未記述の部分について説
明する。 制御トランジスタQ1またはQ2のベースには、
それぞれダイオード１１または１２を介しててト
ランジスタ６００の出力電流が供給される。この
トランジスタ６００のベースには単安定マルチ
MV1の出力_１と単安定マルチMV2の出力_２
とが与えられているので、P₁＋P₂の期間だけオン
して上記出力電流を供給する。これは各サイクル
の最初の期間に出力トランジスタを確実にオフし
ておくためのものである。６０１は抵抗を示す。
第１図ではこの部分を信号P₁とP₂とのオア回路で
示したが同義である。 ツエナーダイオード６０２は、ロードダンプと
通称されるサージ電圧発生時に、抵抗５３６と５
３７の接続部５３８の電圧が上昇してきて、この
ツエナー電圧以上になると抵抗６０３およびダイ
オード１４ならびに抵抗６０４およびダイオード
２４をそれぞれ介して制御トランジスタQ1およ
びQ2をともにオンさせる。これにより出力トラ
ンジスタをオフさせて保護を行うものであ。した
がつてツエナーダイオード６０２は常時は不導通
でサージ電圧、発生時のみ導通するようなツエナ
ー電圧の高いものが用いられる。 ツエナーダイオード６０５と抵抗６１０とから
成る回路も上記サージ電圧到来時に作動する。こ
のとき制御トランジスタQ1およびQ2のコレクタ
電流はツエナーダイオード６０５のツエナー電圧
と抵抗６０６，６０７で決まり、ある値以上には
ならない。したがつてこのとき導通している制御
トランジスタQ1およびQ2のコレクタ飽和電圧を
低く抑えることができ、出力トランジスタの保護
に寄与する。つまり飽和電圧が大きくなつて出力
トランジスタがオンしてしまい大電流が流れて破
壊することが防止できる。 ツエナーダイオード６０８，コンデンサ６１１
および抵抗６０９で出力回路を除く他の制御回路
に電圧を供給しているが、これは出力回路と分離
することにより抵抗６０９の電圧降下を小さくし
て電源電圧特性を改善し、低電源まで安定な動作
を保証するためである。 その他の回路 ７００は負圧進角用の回路で、通常の真空進角
のための負圧センサ７０１の出力にもとづいて、
充電回路５の充電電流を制御して負圧に対する進
角度を決定することができる。 ８００はノツク信号用回路で、ノツクセンサ８
０１の出力にもとづいて、同じく充電回路５の充
電電流を制御してある時間の間、進角度をある値
だけ遅らせようにするためのものである。 これらの回路は本発明の要旨とは直接に関連し
ないので詳細な説明は省略する。 変形例 第４図の閉角度用コンパレータ５４０のマイナ
ス入力端子には電圧Ｖθを加えているが、これは
高速時に進角に相当する分だけ閉角度が小さくな
るのを補うためであり、この補正が不要の場合に
は、回転数電圧Vnをかわりに用いてもよい。 また充電回路５において、電流I₁，I₂，I₃を択
一的に切換えているが、回転数切換部４との関係
を少し工夫することにより、第６図に示すように
互いに重畳するような供給方法を採用することも
可能である。 また回転数検出部３における回転数電圧Vn，
すなわちコンデンサ３０１の電圧の放電タイミン
グP₂と、電圧Ｖθ，すなわちコンデンサＣθの電
圧の放電タイミングP₁とが異なつているが、これ
は高回転数での進角補正を適切に行うためにコン
デンサＣθの方を先に放電させているもので、同
時に放電させても問題がない場合には、P₂信号に
て両者を放電させればよい。 本発明によれば次のような作用効果が得られ
る。 (イ) 回転数―進角度特性は、回転数切換部の切換
回転数と充電回路の充電電流値の組合せで任意
所望の特性に精度良く合致させることができ
る。 (ロ) 切換回転数も充電電流値も抵抗の調整のみで
行うことができるので、設定変更がきわめて簡
単である。 (ハ) 進角度と閉角度は独立に設定可能であり、閉
角の終端を当該サイクル内での条件（Ｖθ＞Ｖ
_N）にて定めて進角度としているので、回転数
急変時にも追随性が良好に保たれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロツク回路図、第
２図、第３図、第５図および第６図は本発明の実
施例の動作を説明するための波形図ないし特性線
図、第４図は本発明の実施例の回路接続図であ
る。 １……入力回路部、２……分配信号部、３……
回転数検出部、４……回転数切換部、５……充電
回路、３０１……第１のコンデンサ、３０２……
第２のコンデンサ、Ｃθ……第３のコンデンサ、
CP1（５５０）……進角度用コンパレータ、CP2
（５４０）……閉角度用コンパレータ、Q1，Q2
……制御トランジスタ、Q3，Q4……出力トラン
ジスタ、MV1，MV2……単安定マルチ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 内燃機関の基準点火位置信号によつて起動さ
   れ相前後して短時間継続する第１の信号および第
   ２の信号を発生する回路と、前記第１の信号によ
   り充電を停止し第２の信号により放電しその後再
   充電される第１のコンデンサと、前記第１の信号
   の継続期間中に第１のコンデンサの電圧に相当す
   る電圧まで充電されかつ第１の信号到来までこれ
   を保持する第２のコンデンサと、前記第１のコン
   デンサの充電電圧と所定の回転数に対応する基準
   電圧とを比較し所望の回転数一進角度特性に相当
   する曲線にて出力電流を切り換える充電回路と、
   前記第１または第２の信号にて放電しその後前記
   充電回路の出力電流により充電される第３のコン
   デンサと、前記第２のコンデンサの電圧と第３の
   コンデンサの電圧と比較しその出力により進角度
   を定める進角度制御回路と、前記第２のコンデン
   サの電圧から所定値を差引いた電圧を前記第１ま
   たは第３のコンデンサの電圧とを比較しその出力
   により閉角度を定める閉角度制御回路とを備えた
   内燃機関用電子式点火装置。