JPS61500636A - フオ−カルプレ−ン検出器アレイにおける前置増幅器 - Google Patents
フオ−カルプレ−ン検出器アレイにおける前置増幅器Info
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
フォーカルプレーン検出器アレイにおける前置増幅器吏及吸a1匙
長期間に及び且つ本発明にSいて頂点に達した努力はフォーカルプレーンモザイ
クアレイ(focal plane mosaic arrays)において有
用な光検出器信号増幅器を提出することを目的とした0問題はモザイクアレイに
おける密集したクコテ外光検出器(densely−packed 1nfra
red photo−delect。
rs)がらの各個々の検出器信号の7オーカルプレーンにおける満足すべき前置
増幅器(pre−ampl if 1cation)を提供することである。
かかる7オーカルブレーン光検出器アレイを非常に高い密度要求及び捏作環境は
この分野における研究者に問題を提出した。この問題は本発明によってのみ満足
できるように解決された。非常に厳しい制限因子は下記のものである。
(1) 2可訓艮
個々の検出器信号を受信する前置増幅器(pre−amplifiers)にと
って利用可能な“リアルエスティビ(real estate)の量はできる限
り小さくすべきであり、そして各前置増幅器に対して約800平方ミル又はそれ
により小さい値は必要とされる面積限定(area 5pecificatio
n)と考えられる。
(2) 低バ込二虹服
1つには非常に高い密度の故に、又1つには検出器の効率のため低温(120°
により低い)を使用する捏作環境の故に、前置増幅器のパワー消散(power
dissipation)は非常に低く保持されなければならない。
(3) 巖五設葺玉
前記制限にもががわらず、各前置増幅器は検出器のより感知された信号は非常に
弱いので非常に高い利得を供給しなければならない、利用可能な空間は徹底的に
制限されているので、前置増幅器におけるトランノスタの数は厳しく制限される
。
(4)以q伍土ムム!星
前置増幅器への検出器入力のDCバイアス点は(、)非常に“近い1値(10ミ
リボルト以下)及び(b)非常に安定値の両方を有することが非常に重要である
。換言すれば、前置増幅器入力のDCバイアス点は検出器基準電圧(便利には接
地電圧である)から数ミリボルトの範囲内に、実質的に一定な値に保持されるべ
きである。このDCバイアス点の“近い”値及び安定性がなければ、ノイズが過
剰になる傾向があり、グイナミ7クレンノは過度に制限されそして帯域幅は過度
に制限される。
(5) 氏l土に1玉
検出器の環境によってっ(り出されたバックグラウンドノイズ及び検出器それ自
体によってつくり出されたノイズは回避でbない、しかしシステムの感度を最大
にするためには、前置増幅器内でつくり出された上記不可避ノイズの合計より小
さいことが重要である。@置場幅器ノイズは上記合計以下に減少させられれば、
前置増幅器における更にそれ以上のノイズ減少は必要ではない。
(6)吸艮櫻影引遅駆y肛垣吐りn1探す艮硅旦江aその利得を種々の異なった
操作状況に適合するようにX節することができる前置増幅器を提供することは高
度に望ましい。
本発明より前に又は本発明と同時に提唱された7オーカルブレーンエレクトロニ
ツクシステムは上記した観点の一部分においては不十分であった。
一殻に、問題を解決しようとする努力は、半導体表面に貯えられた電荷が一連の
(a 5eries of)MO8構造によって作り出されたポテンシャル井戸
(potential well)を経由して該表面に沿って伝搬させられ得る
ように電荷結合素子(charge coupled devices)(CC
Ds)に依存していた。
CCD5における増幅は一連の小さな井戸に電荷を“ボンピング1することによ
って達成される。
fiflFt増幅トランジスタが7オーカルプレーンシステムにおいて試みられ
た場合には、それらはその後の増幅段階に信号を導入するのに十分な利得を与え
るように意図したシングルトフンシスタユニット、たとえばCCD5であった。
かかる努力は上記した空間制限及び低パワー消散要求を満足することができたが
、それらは低い且つ安全なりCバイアス、高い増幅器利得、低いノイズ又は可変
利得を与えなかった。
it下の非常に過酷な7オーカルプレーンエレクトロニクスパツケージ以外の環
境においては、演算増幅器の使用がそれらの公知の長所の故に考慮された。しか
しながら、低温環境に対して好適な唯一な技術はMoSFET法であり、これは
マルチトランジスタシステムにおいては、7オ一カルプレーン増幅において許容
し得る限界をはるかに越えたパワー消散を必要とすると考えられた。この分野に
おいて研究している他の人々のこの本質的に一般に認められた仮定は大きな間違
いであることが証明されたが、それはMO3FETデバイス、特にCMO8集積
回路の使用の分野としてのディジタルチクノロノーの優越から生じたのかも知れ
ない。
五λ肌a敷肌
本発明は弱反転′W4域(weak−inversion region) (
サブスレショルド(sub−1hreshold)又は電流欠乏の(curre
nt−starved) )においてそのトランジスタが動作する差動増幅器部
分を含む演算増幅器(opamp)としてCMO3集積回路(IC)を使用する
ことによって上記した問題の非常に成功した解決を提供する。
弱反転動作(weak−inversion operation)におけるノ
イズ問題の解決は、フォーカルプレーン構造におけるより大きい“リアルニステ
ィト”(rea 1estate)を必要とするが驚く程高い利得(10,00
0を越える)は1つの信号増幅段階が独特のフォーカルブレーン増幅(sole
focal plane amplification)を与えることを許容
し、それによってより少数のトランジスタを使用すること及び多段階増幅の振動
問題から自由であることの利点を実現する。
差動N(difTerenLial pair)における2つのトランジスタの
増幅を増加するために電流ミラー(current m1rrer)として出力
トランジスタの討を使用することにより出力信号を与える際に、弱反転a域にお
ける動作は、ノイズ増幅を最小にするために人出トランジスタ及び出力トランジ
スタ対の面積は同様である(Jlllち2の因子の範囲内で)ことを必要とする
。
演算増幅器(opasp)の帰還抵抗は切替え式キャパシタンス(switch
edcapacitance)により与えられ、これは信頼できるIC抵抗等価
体(ICresestanee equivalent)、従って増幅器利得の
一貫性を与えるのみならず、現在の環境において、(a)低い且つ安定なりCバ
イアスを与えることを助長する、及(/(b)増幅器利得の調節性が切替え式キ
ャパシタンス回路(switched capacitance circui
t)の周波数を与えることにより達成されることを可能とするという非常に重要
な利点を有するということも又望ましい。
本発明の他の特徴は両カスフード トランジスタ(cascode trans
istorS)のデート及び1つの差動トランジスタ(differentia
l transistor)のデートがすべて直接大地(ground)に接絶
され得る、特定のバイアスネットワークが必要とされないような方法において、
差動増幅(カスフード対も含む)において注入された(implanted)及
び注入されていない(non−implanted)M OS F E T )
ランジスタを組合わせることを含む。
図面の簡単な説明
第1図は普通は7オーカルプレーンに位置づけられる回路の略図である。
第2図は第1図の位l!!部としてグイ7グラムで示されているトランスインピ
ーダンス増幅器回路(trans−impedance amplifier
circuit)の詳細を示す。
第3図は増幅器トランジスタが動作する弱反転領域のグラフ図である。
、の能様の−な1明
本発明が特に有用な結果を伴って編入され得るタイプの7オーカルプレーンモノ
ユラーアレイの十分な説明としては、本願の譲受人に譲渡され、そして1980
年9月16日に出!l!すれた米国特許出願第187゜787号を参照されたい
。その出願は、フォーカルプレーンにおける非常に密集した検出器アレイを提供
するのに使用されるモジュールを形成するように相互に取り付けられたシリコン
チップのスタック(stack)を開示している。その各々が500ミルxso
oミルと言う小さい面積又はそれより小さい面積すら有することができるスタッ
クされたチップは、7オーカルプレーンに垂直な面内で延びており、そして検出
器は7オーカルプレーンに支持されており、各々はチップの1つの縁のリードで
電気的に接触しており、チップの表面はフォーカルプレーンに位置した実質的な
エレクトロ二7り処理回路機構(electronic processing
circuitry)を支持している。
1982年7月29日に出願され、そして本願の譲受人に譲渡された米国特許出
願第403,004号の第1図と実質的に同一である第1図は本発明の主題であ
るトランスインピーダンス増幅器(transimpedaneeampl 1
fier)を含む7オ一カルプレーンエレクトロ二ツク回路へ$4(focal
planeelecけonic eircuitry)を示す、第1図の回路機
構は前記米国特許出M第187.787号のスタックされたシリコンチップの1
つに集積回路として形成されるようにデザインされている。各チップは、やはり
チップ上にあるマルチプレキサにフィードする多数の個々の光検出器信号(たと
えば128)を有する。
第1図に示された通り、個々の光検出器には、本願の焦点であるトランスインピ
ーダンス増幅器14に入力信号を与える。増幅器14(それは光検出器信号を直
接受信するので前置増幅器とも呼ばれる)の出力は適応帯域フィルタ(adap
tive banclpass filter) 16を通ることができ・次い
でマルチプレキサに送ることかで外る。マルチプレキサは、たとえば、前記米国
特許出願第403,004号に開示されたマルチプレキサと同様であることがで
きる。米国特許出H第403,004号の回路機構においては、マルチプレキサ
は、ブランチ20及びそれらの制御回路18を含んで成る。各ブランチ20は2
2で略図で示された如く、各検出器信号の更なる増幅を与える。
本願の前置増幅器は単一利得段階増幅器(single gain stage
a峠1ifi−er)である。他の増幅が7オーカルプレーンで与えられ得る
けれども、前置増幅器の入力もその出力も他の段階の増幅には直接接続されない
。
これは周波数補償(frequeney compensation)を1!I
I節することの困難を回避して多段階増幅器において道遇し得る振動問題(os
cillation proble−5)を排除する。
第1図に示された通り、前置増幅器14は光検出器12に接続されたその反転入
力24、大地(grouncl)に接続されたその非反転入力26及びその出力
とその反転入力との間に抵抗30を含む帰還接続部(feedbackcoロロ
ection) 28を有する演算増幅器(opa論p)である。
第2図は“トランスインビーダンス1増幅器とも各付けられた演算増幅器(op
1cAp) 14を与える前置増幅器回路を示す、前置増幅器回路はそれぞれ
、差動増幅器部分、帰還ネットワーク、出力接続ソース7オロア(output
−connected 5ource follower)並1に差9段階(d
i[erential sLages )及びソース7オロ7のための2つの一
定電流M(constanL earrenLsources)を含む。
示された態様においては、点線で囲まれている差動増幅器部分は6個のトランジ
スタ素子を有する。差動対はトランジスタ32及び34により与えられ;カスコ
ード対はトランジスタ36及V38により与えられ、そして電流ミラー討はトラ
ンジスタ40及(/42によって与えられる。
差動対のトランジスタ32は検出器信号に接続されたその5’−)44を有し、
モして差動対のFランラスタ34は接地されたそのデート46を有する。2つの
トランジスタ32及び34は同じ寸法、たとえば250ミクロンの幅及び150
ミクロンの長さを有し、できる限りぴっちりと整合させられる(噛arched
)、集積回路はN−チャンネルMOSFET及びp−チャンネルMOSFETデ
バイスを含む。差動対32及び34は好ましくはより低いノイズの故にp−チャ
ンネルデバイスである。カスコード対36及び38も又p−チャンネルデバイス
であり、そして電流ミラーN40及び42はN−チャンネルデバイスである。カ
スフード対のトランジスタ36及び38の寸法は実質的に相互に同一であるべき
であり、そして電流ミラー討のトランジスり40及び42の寸法は実質的に相互
に同一であるべきである。
トランジスタ32のソース48及びトランジスタ34のソース5oは両方共差動
対、カスコード対及び電流ミラー討における所定の電流を保持する一定電流源に
接続されている。一定該電ifi、はMOSFET)ランジスタ52を含み、そ
のドレーン54は差動対のソース48及び50に接I&されている。トランジス
タ52の電流はそのソース56とデート58の開の電圧により決定され、ソース
56及びデート58はそれぞれ、正の電圧源■十及び62で示されたバイアス電
圧に接続されている。(トランジスタ52のソース56及びデート58開のバイ
アス電圧を確立する特定の回路は示されていない)。
差動対のトランジスタ32及V34は同一であり、同じ幅及び同じ長さを有する
と仮定すると、一定の電流源からの電流は差動対の間で等しく分かれ(divi
de)、半分はトランジスタ32のソース48がらドレーン64に流れ、従って
カスコード対のトランジスタ36のソース66に流れる。ソース66からトラン
ジスタ36のドレーン68に流れる電流はソース7オロアトランジスタ72のデ
ート70に接続され、そして電流ミラー討のトランジスタ40のドレーン74に
接続されている。
一定電流源からの電流の他の半分はソース50からトランジスタ34のドレーン
76へ、従ってカスコード対のトランジスタ38のソース78に流れる。ソース
78からトランジスタ38のドレーン80に流れる電流は電対ミ?−Hのトラン
ジスタ42のデート82及びドレーン84に接続される;即ちトランジスタ42
はグイオード接続されている(d i ode−connecred)。トラン
ジスタ40のソース86及びトランジスタ42のソース88は負の電圧源■−に
接続されている。
前置増幅器の差動部分(differential portion)を構成す
る6個のトランジスタはそれらの普通の機能を遂行する。差動対32及び34は
入って来る光検出器信号の変化を増幅する。カスコード対36及び38は“ミラ
ー”効果(”Miller″effect)を回避する、即ち、それらは入カキ
ャバシタンス(主にトランジスタ32にある)の増幅を防止する。電流ミラー討
40及び42は出力増幅を引軽越こして差動対32及び34の効果を組合わせる
(coIIbine)。
大抵の他の差動増幅器からのこれまでに述べた回路機構における必要な差は、そ
れが弱反転領域において動作され、そして強度転領域(stronB−inve
rsion re8ion)においてはいつでも動作すべ慇ではないということ
である。これは重要な二重の結果をもたらす:(1)それは許容し得る限界内で
の増幅器のパフ−要求を保持し、そして(2)非常に高い増幅係数、たとえば1
0,000対1をつくり出す。
第3図は弱反転領域と強度転領域との開の区別を示している。後者は一最にディ
ジタルシステムに使用されるMOSFETデバイスの普通の動作範囲である。か
かるシステムにおいては、動作の速度が必要であり、それは強反転においてのみ
得られる。一般に、かがるシステムにおいて、反転をできる限り強(することが
望ましいと考えられる。
第3図においては、ソース−ドレーン電流値(source−to−drain
eurrent values)の平方根はY帖にプC7−/)され、そして
デート−ソース電圧値(Hate−to−source voltage va
lues)はX軸にプO−1トサレテイル。用gV(T)はトランジスタの閑値
電圧(threshold voltage)を表わす。実線Aは強度転動作に
対する理論的曲線を表わす1点AaBは弱反転領域における実際の動作曲線を表
わす、換言すれば、トランジスタの実際の機能化(actual functi
oning)は、それがCにおいて実線Aに交わるまでの点線により表わされる
。実線Aの上部部分は強度転領域におけるトランジスタの実際の機能化を表わす
。
本発明の目的に対しては、前置増幅器回路機構(pre−amplifier
circu−itry)における電流値は、すべて、第3図における点線により
表わされた弱反転領域内に、即ち、図の点Cの左側の領域内に保持されるべきで
あり、そして好ましくは、合理的に実行し得る程度に左の方に移動されるべきで
ある。
弱反転領域における本前置増幅器の動作は前記した一定電流源により確保され、
一定電流源はたとえば、数10ナノアンペア(tens or nanoamp
s)で測定される、非常に低いレベルの電流を供給すべ外である。
ライン90の出力信号は、ソース7オロア(source fol lower
) 72により与えられ、そのドレーン92は負の基準電圧V−に接続されてお
り、そしてそのソース94は一定電流源トランクスタ98のドレーン96に接続
されており、一定電流源トランジスタ98はトランジスタ72のための電流源を
与える(そのバイアス電圧と共に)、一定電流源トランジスタ98のソース10
0は正の電圧源V+に接続されており、そしてそのデー)102は一定電流源ト
ランジスタ52のデート58と同じパイ7スミ圧62に接続とれている。トラン
ジスタ98及び52のデートーン−スミ圧は等しいので、それらのソースードレ
ーン電流値はそれらの幅対長さの割合に従って異なる1本発明の実験的態様にお
いては、トランジスタ52及び98の長さは同じであり、そしてトランジスタ9
8の幅はトランジスタ52の幅の約3倍である。これは、ソース7オロア72を
通って流れる電流の量は回路の差動部分を通って流れる電流の約3倍であろうと
いうことを意味する。故に、90における出力は約1 (unity)の電圧利
得を有するが、差動部分における電流の3倍大きい電流を有する。
トランジスタ32のデート44における光検出器で発生された信号における変化
による差動電流振れ(difTerential current swing
)は、ソース7オロア72におけるデート−ドレーン電圧変化を引起こし、それ
は前記した如く、i o、o o o又はそれより大きい電圧増幅を与えること
ができる。前置増幅器がすべての帰還値(feeclback values)
に対して安定であるように、即ち前置増幅器の振動を回避するように、周波数補
償(frequency compensation)の目的で、キャパシタ7
3が、ソース7オロワ72のデート70と負の電圧基準V−との間で接l&され
ている。
本発明によって必要とされる様式において遂行する演算増幅器に対して、非常に
安定で且つ非常に高い帰還抵抗が必要である。これは、好ましくは、切替え式キ
ャパシタンスネットワーク(switched capacitancenet
work)を使用することにより達成される。MOSFET)ランジスタ104
及び106はり07タ制御式スイッチ(cloek−controlled 5
w1tches)として機能し、即ち、それらのそれぞれのデート108及V1
10は、クロー7り設定された周波数(clock−controlled f
requency)において信号を交互に受信し、これはそれらのソース及びド
レーン接続部間の電流導通(current flow)及び電流非導通(eu
rrent cut−off)を引起こす。
ソースードレーン電流がスイッチ106において(スイッチ104においてでは
なくて)流れるとき、キャパシタ112は充電する傾向がある。
何故ならば、それは出力ライン90と入力ライン24との間に確立された帰還接
続を横切っているからである。ソース−ドレーン電流がスイッチ104において
(スイッチ106においてではなくて)流れるとき、キャパシタ112は放電す
る傾向がある。スイッチングを周波数と一緒になって、キャパシタ112により
達!!1.された高電圧及び低電圧は、演算増幅器に対して非常に高い且つ非常
に正確な帰還抵抗等価体(feedback−reristance−equi
vilent)を与え、かくして一定装置増幅器利得の利点を高い前置増幅器利
得と組合わせる。
切替え式キャパシタンス回路との組合わせにおける本増幅器の適正な動作を保証
する2つの特徴は:(a)スイッチングによる出力揺らぎを減じるのを助長する
ために、切替え式キャパシタンス回路と並列でキャパシタ114を使用すること
、及び前置増幅器が伝送することができる周波数より有意に高いスイッチング周
波数を選ぶことである。
帰還抵抗等価体を与えるために切替え式キャパシタンス回路の使用の追加の利点
は、スイッチ104及び106を制御するクロック周波数を変えることによって
前置増幅器の利得を変える能力である。
本発明のVf徴の1つは特定のバイアスネットワークを使用しないでカスフード
対36及び38のデートをバイアスする機構である。卜10SFET32及び3
4の差動対は注入されていない(口on−implanted)又は“自然の″
(口atural)テ゛バイスであり、これに対して力又フードテ゛バイス36
及び38は注入された(implanted)(イオン注入された)デバイスで
ある。
これはカスコードデバイス36のデー)116、カスフードデバイス38のデー
ト118及び差動デバイス34のデート46がすべて、示された如く、大地に直
接接続されることを許容する。各トランジスタのドレーン及びソース間の電圧は
O,SVより大きくなければならず、好ましくは約1■でなければならない。故
に、カスコードトランジスタ3Gのソースは差動トランジスタ32に対して約1
■負でなければならなし1゜トランジスタ36及V38を注入し、トランジスタ
32及V34を注入しないことによって、(、)デートはすべて接地することが
できる(トランジスタ32のデートは本質的に大地にある)が、(b)必要な電
圧は直列トランジスタり32及び36開に及プ直列トランジスタ34及び38間
に存在する状態がつくり出される。同じ電流が差動トランジスタ及びカスフード
トランジスタを直列に流れると仮定すると、注入されていないトランジスタ32
及び34の各々は約2Vのオーグーの相対的に大きいデートーン−スミ圧を有し
、これに対して、注入されて−するトランジスタ36及び38の各々は約1■の
デート−ソース電圧を有している。その差は各直列の差動トランジスタ及びカス
コードトランジスタのソース間の必要な差1■を与える。かくして特定のバイア
スネットワークの必要は排除される。
本発明に関する鴛くべき発見の1つは内部ノイズ制御問題並びに差動トランジス
タ32及134並びに電流ミラートランジスタ4o及び42の面積に対するその
関係に関係がある。MOSFET)ランジスタにおいては、低周波数ノイズはト
ランジスタ面積が増加するにつれて減少することが知られている。一般に支配的
な関心の分野であった強反転CMO8回路8!構において、2つのノイズ減少効
果が利用可能であったが、経験によれば弱反転が使用される場合はそれらは利用
できないことが示された、これらの2つの効果は:(1)十分な面積を有する差
動対トランジスタを設ける(はるかに小さい電流ミラートランジスタを使用しな
がら)ことによりノイズを制御し得ること;及び(2)ノイズ制御の手段として
、差動対トランジスタの形式、即ち幅対長さの割合及びそれらの全面積を使用し
得ることであった。これらの効果の両方共、強反転CMO3回路8!楕において
は相対的に小さい面積要求で十分なノイズ制御を可能とした。
しかしながら、本発明の弱反転回路fi構に関する実験は、ノイズ制御には、電
流ミラートランジスタの面積及び差動トランジスタの面積は演算増幅器における
内部ノイズ発生を最小にするために相対的に大きく保持しなければならないこと
が必要であることを示した。この実験は、幅対長さの割合の繰作は弱反転増幅器
におけノイズ問題に有意な影響を与えないことを証明した。
一般−1差動トランジスタ32及び34(相互に同じであるべきである)の面積
は電流ミラート2ンノスタ40及び42(相互に同じであるべきである)の面積
と同様であるベトことがわかる。1つの対の面積が他の対の面積の約2倍より大
きいことは望ましくないと考えられる。たとえば、第2図に示された回路におい
ては、トランジスタ32及び34は各々に@250ミクロン、長さ150ミクロ
ンであり、各々は37,500平方ミクロンの面積を有しており、これに対して
トランジスタ40及び42は各々、輻125ミクロン、長さ360ミクロンであ
り、各々には45,000平方ミクロンの面積を有している。
前記した如く、前置増幅器回路機構は多数の利点を与える。最も重要なものの1
つは“低い”且つ安定なりCバイアスである。これは主として2つの7アクター
による。第1の7アクターは、注意深く整合したトランジスタの差動対を使用す
ること、か(して増幅器への2つの入力は相互に電圧において実質的に等しいこ
とを保証することである。@2の7アクターは、非常に高い増幅器利得、従って
、増幅器入力における電圧の非常に小さい揺らぎ(即ち、光検出器からの電流の
変動により引き起こされる揺らぎ)を必要とすることである。増幅器入力は、数
ミリボルトのみ動くことができる。これは光検出器回路のDCバイアス(即ち、
25のその動作点)をその電流/電圧曲線における実質的に同じ点に保持する。
このファクターは非常に重要である(特に赤外領域において)。
何故ならば、他の7オ一カルブレーン回路機構におい経験されるDCバイアス点
の有意の変動は、光検出器の性能を根本的に(radically>変化させる
ことがあるからである。
前記した如(、前置増幅器の内部ノイズは、差動対トランジスタ及び電流対トラ
ンジスタの両方の適切な面積を与えることにより制御される。
差動トランジスタ及び電流ミラートランジスタにより必要とされる面積は、弱反
転ノイズ特性の故により大軽いけれども、弱反転により与えられる驚く程高い利
得は第2段階の増幅の必要を徘除し、これは実質的なリア7L4Xテイト利益(
real estate benefit)を構成する。
電流源からのノイズを含むフモンモード/イズ(coamon mode no
ise)は差動効果(differential effect)により補償さ
れ、そしてライン90上に出力に対して影響を与えない。重要なノイズ減少利仝
は差動トランジスタのデート用の低いオフセット電圧によっても実現される。光
検出器入力を受信するトランジスタ32のデート44は大地からミリボルトにす
ぎず、かくして前置増幅器における最小電圧差(ノイズ)を与える。
増幅器における電流の量は、本明細書の序言の部分で討論した理由で非常に低い
レベルに保持されているそのパワー出力により決定される。
光検出器からの電流入力が変わるにつれて、電流は差動トランジスタの1つにお
いて増加し、そして他方において減少し、それにより、電流ミラートランジスタ
によって十分な出力電圧揺らぎ(full output voltalle
s@inε)に転化される差動信号を与える。出力電圧変動はライン90と大地
との間であり、そして第1図に適応帯域フィルムとして示されている信号処理回
路機構の次の部分に入力される。
これ土での説明から、この出願に開示された装置は本明細瞥の序言の部分に要約
された有意なWi能的利仝を与えることは明らかであろう。
下記の請求の開示された特定の!A様を含むのみならず、先行技術により許容さ
れた最大の広さ及び包含性を伴って本明細式に説明された新規な概念を含むこと
を意図する。
Claims (11)
- 1.フオーカルブレーンオプテイカルエレクトロニクスシステムであつて、各々 が別々の回路に電気的に接続されている複数の密集して充填された光検出器と、 その光検出器に接続されたその入力を有し、そしてMOSFETトランジスタの 整合した差動対を含む各光検出器における単一段階前置増幅器と、 該前置増幅器に利用可能な電流を制限してそれを弱反転モードにおいて動作させ るための各光検出器回路内の手段と、前置増幅器出力とその光検出器入力との間 の帰還抵抗を与えるための各光検出器回路内の手段とを具備して成るフオーカル プレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
- 2.該前置増幅器が単一前置増幅器出力信号を与えるようにMOSFETトラン ジスタの整合した電流ミラー対を含み、差動トランジスタ及び電流ミラートラン ジスタの面積は内部ノイズを最小にするために実質的に同様である請求の範囲第 1項記載のフオーカルブレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
- 3.1つの対のトランジスタの面積は他の対のトランジスタの面積の約2倍より 大さくない請求の範囲第2項記載のフオーカルプレーンオプテイカルエレクトロ ニクスシステム。
- 4.前置増幅器は差動対と電流対との間にMOSFETトランジスタの整合した カスコード対も含むを請求の範囲第2項記載のフオーカルプレーンオプテイカル エレクトロニクスシステム。
- 5.該差動トランジスタはより高いソース−ドーン電圧を与える上うに注入され ておらず、 該カスコードトランジスタはより低いソース−ドレーン電圧を与えるように注入 されており、 両カスコードトテンジスタ及び差動トランジスタの1つのゲートはすべて接地さ れており、そして他の差動トランジスタのゲートは光検出器に接続されている請 求の範囲第4項記載のフオーカルブレーンオプテイカルエレクトロニクスシステ ム。
- 6.該電流ミラートランジスタの出力に接続されたそのゲートと、フオーカルプ レーンエレクトロニツク回路機構の次の段階に接続されたそのソース・ドレーン 電流を有するソースフオロワMOSFETトランジスタも具備する請求の範囲第 2項記載のフオーカルプレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
- 7.帰還抵抗を与えるための手段がキヤパシタと2個のMOSFETスイツチと を具備する切替え式キヤバシタンスである請求の範囲第1項記載のフオーカルプ レーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
- 8.フオーカルプレーン光検出器のアレイにおける各光検出器からの個々の信号 をエレクトロニツク処理回路機構に供給するためのフオーカルプレーンエレクト ロニクスシステムにおいて、各光検出器のための単一利得段階トランジスタイン ヒーダンス前置増幅器が800平方ミルより大きくない面積を有し、そして該増 幅器はそれぞれの光検出器から直接に可変入力信号を受信するMOSFETトラ ンジスタの差動対を具備し、該差動トランジスタは弱反転領域においてのみ動作 するようになつており、そして更に該増幅器は単一出力信号を与える電流ミラー MOSFETトランジスタの対を具備し、該電流ミラートランジスタは弱反転領 域においてのみ動作するようにした、フオーカルプレーンエレクトロニクスシス テム。
- 9.該前置増幅器の出力とその光検出器入力と間に抵抗等価体を与えるための切 替え式キヤバシタンス回路も具備する請求の範囲第8項記載の前置増幅器。
- 10.該切替え式キヤバシタンスのスイツチング周波数を変え、それにより該前 置増幅器の利得を変えるための手段も具備する請求の範囲第7項記載のフオーカ ルプレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
- 11.該切替え式キヤバシタンスのスイツチング周波数を変え、それに上り該前 置増幅器の利得を変えるための手段も具備する請求の範囲第9項記載の前置増幅 器。
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