JPS61500636A - フオ−カルプレ−ン検出器アレイにおける前置増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 フォーカルプレーン検出器アレイにおける前置増幅器吏及吸ａ１匙 長期間に及び且つ本発明にＳいて頂点に達した努力はフォーカルプレーンモザイ クアレイ（ｆｏｃａｌ　ｐｌａｎｅ　ｍｏｓａｉｃ　ａｒｒａｙｓ）において有 用な光検出器信号増幅器を提出することを目的とした０問題はモザイクアレイに おける密集したクコテ外光検出器（ｄｅｎｓｅｌｙ−ｐａｃｋｅｄ　１ｎｆｒａ ｒｅｄ　ｐｈｏｔｏ−ｄｅｌｅｃｔ。

ｒｓ）がらの各個々の検出器信号の７オーカルプレーンにおける満足すべき前置 増幅器（ｐｒｅ−ａｍｐｌ　ｉｆ　１ｃａｔｉｏｎ）を提供することである。

かかる７オーカルブレーン光検出器アレイを非常に高い密度要求及び捏作環境は この分野における研究者に問題を提出した。この問題は本発明によってのみ満足 できるように解決された。非常に厳しい制限因子は下記のものである。

（１）　２可訓艮 個々の検出器信号を受信する前置増幅器（ｐｒｅ−ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ）にと って利用可能な“リアルエスティビ（ｒｅａｌ　ｅｓｔａｔｅ）の量はできる限 り小さくすべきであり、そして各前置増幅器に対して約８００平方ミル又はそれ により小さい値は必要とされる面積限定（ａｒｅａ　５ｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏ ｎ）と考えられる。

（２）　低バ込二虹服 １つには非常に高い密度の故に、又１つには検出器の効率のため低温（１２０° により低い）を使用する捏作環境の故に、前置増幅器のパワー消散（ｐｏｗｅｒ 　ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）は非常に低く保持されなければならない。

（３）　巖五設葺玉 前記制限にもががわらず、各前置増幅器は検出器のより感知された信号は非常に 弱いので非常に高い利得を供給しなければならない、利用可能な空間は徹底的に 制限されているので、前置増幅器におけるトランノスタの数は厳しく制限される 。

（４）以ｑ伍土ムム！星 前置増幅器への検出器入力のＤＣバイアス点は（、）非常に“近い１値（１０ミ リボルト以下）及び（ｂ）非常に安定値の両方を有することが非常に重要である 。換言すれば、前置増幅器入力のＤＣバイアス点は検出器基準電圧（便利には接 地電圧である）から数ミリボルトの範囲内に、実質的に一定な値に保持されるべ きである。このＤＣバイアス点の“近い”値及び安定性がなければ、ノイズが過 剰になる傾向があり、グイナミ７クレンノは過度に制限されそして帯域幅は過度 に制限される。

（５）　氏ｌ土に１玉 検出器の環境によってっ（り出されたバックグラウンドノイズ及び検出器それ自 体によってつくり出されたノイズは回避でｂない、しかしシステムの感度を最大 にするためには、前置増幅器内でつくり出された上記不可避ノイズの合計より小 さいことが重要である。＠置場幅器ノイズは上記合計以下に減少させられれば、 前置増幅器における更にそれ以上のノイズ減少は必要ではない。

（６）吸艮櫻影引遅駆ｙ肛垣吐りｎ１探す艮硅旦江ａその利得を種々の異なった 操作状況に適合するようにＸ節することができる前置増幅器を提供することは高 度に望ましい。

本発明より前に又は本発明と同時に提唱された７オーカルブレーンエレクトロニ ツクシステムは上記した観点の一部分においては不十分であった。

一殻に、問題を解決しようとする努力は、半導体表面に貯えられた電荷が一連の （ａ　５ｅｒｉｅｓ　ｏｆ）ＭＯ８構造によって作り出されたポテンシャル井戸 （ｐｏｔｅｎｔｉａｌ　ｗｅｌｌ）を経由して該表面に沿って伝搬させられ得る ように電荷結合素子（ｃｈａｒｇｅ　ｃｏｕｐｌｅｄ　ｄｅｖｉｃｅｓ）（ＣＣ Ｄｓ）に依存していた。

ＣＣＤ５における増幅は一連の小さな井戸に電荷を“ボンピング１することによ って達成される。

ｆｉｆｌＦｔ増幅トランジスタが７オーカルプレーンシステムにおいて試みられ た場合には、それらはその後の増幅段階に信号を導入するのに十分な利得を与え るように意図したシングルトフンシスタユニット、たとえばＣＣＤ５であった。

かかる努力は上記した空間制限及び低パワー消散要求を満足することができたが 、それらは低い且つ安全なりＣバイアス、高い増幅器利得、低いノイズ又は可変 利得を与えなかった。

ｉｔ下の非常に過酷な７オーカルプレーンエレクトロニクスパツケージ以外の環 境においては、演算増幅器の使用がそれらの公知の長所の故に考慮された。しか しながら、低温環境に対して好適な唯一な技術はＭｏＳＦＥＴ法であり、これは マルチトランジスタシステムにおいては、７オ一カルプレーン増幅において許容 し得る限界をはるかに越えたパワー消散を必要とすると考えられた。この分野に おいて研究している他の人々のこの本質的に一般に認められた仮定は大きな間違 いであることが証明されたが、それはＭＯ３ＦＥＴデバイス、特にＣＭＯ８集積 回路の使用の分野としてのディジタルチクノロノーの優越から生じたのかも知れ ない。

五λ肌ａ敷肌 本発明は弱反転′Ｗ４域（ｗｅａｋ−ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｒｅｇｉｏｎ）　（ サブスレショルド（ｓｕｂ−１ｈｒｅｓｈｏｌｄ）又は電流欠乏の（ｃｕｒｒｅ ｎｔ−ｓｔａｒｖｅｄ）　）においてそのトランジスタが動作する差動増幅器部 分を含む演算増幅器（ｏｐａｍｐ）としてＣＭＯ３集積回路（ＩＣ）を使用する ことによって上記した問題の非常に成功した解決を提供する。

弱反転動作（ｗｅａｋ−ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）におけるノ イズ問題の解決は、フォーカルプレーン構造におけるより大きい“リアルニステ ィト”（ｒｅａ　１ｅｓｔａｔｅ）を必要とするが驚く程高い利得（１０，００ ０を越える）は１つの信号増幅段階が独特のフォーカルブレーン増幅（ｓｏｌｅ 　ｆｏｃａｌ　ｐｌａｎｅ　ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ）を与えることを許容 し、それによってより少数のトランジスタを使用すること及び多段階増幅の振動 問題から自由であることの利点を実現する。

差動Ｎ（ｄｉｆＴｅｒｅｎＬｉａｌ　ｐａｉｒ）における２つのトランジスタの 増幅を増加するために電流ミラー（ｃｕｒｒｅｎｔ　ｍ１ｒｒｅｒ）として出力 トランジスタの討を使用することにより出力信号を与える際に、弱反転ａ域にお ける動作は、ノイズ増幅を最小にするために人出トランジスタ及び出力トランジ スタ対の面積は同様である（Ｊｌｌｌち２の因子の範囲内で）ことを必要とする 。

演算増幅器（ｏｐａｓｐ）の帰還抵抗は切替え式キャパシタンス（ｓｗｉｔｃｈ ｅｄｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）により与えられ、これは信頼できるＩＣ抵抗等価 体（ＩＣｒｅｓｅｓｔａｎｅｅ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ）、従って増幅器利得の 一貫性を与えるのみならず、現在の環境において、（ａ）低い且つ安定なりＣバ イアスを与えることを助長する、及（／（ｂ）増幅器利得の調節性が切替え式キ ャパシタンス回路（ｓｗｉｔｃｈｅｄ　ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ　ｃｉｒｃｕｉ ｔ）の周波数を与えることにより達成されることを可能とするという非常に重要 な利点を有するということも又望ましい。

本発明の他の特徴は両カスフード　トランジスタ（ｃａｓｃｏｄｅ　ｔｒａｎｓ ｉｓｔｏｒＳ）のデート及び１つの差動トランジスタ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａ ｌ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のデートがすべて直接大地（ｇｒｏｕｎｄ）に接絶 され得る、特定のバイアスネットワークが必要とされないような方法において、 差動増幅（カスフード対も含む）において注入された（ｉｍｐｌａｎｔｅｄ）及 び注入されていない（ｎｏｎ−ｉｍｐｌａｎｔｅｄ）Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　） ランジスタを組合わせることを含む。

図面の簡単な説明 第１図は普通は７オーカルプレーンに位置づけられる回路の略図である。

第２図は第１図の位ｌ！！部としてグイ７グラムで示されているトランスインピ ーダンス増幅器回路（ｔｒａｎｓ−ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　 ｃｉｒｃｕｉｔ）の詳細を示す。

第３図は増幅器トランジスタが動作する弱反転領域のグラフ図である。

、の能様の−な１明 本発明が特に有用な結果を伴って編入され得るタイプの７オーカルプレーンモノ ユラーアレイの十分な説明としては、本願の譲受人に譲渡され、そして１９８０ 年９月１６日に出！ｌ！すれた米国特許出願第１８７゜７８７号を参照されたい 。その出願は、フォーカルプレーンにおける非常に密集した検出器アレイを提供 するのに使用されるモジュールを形成するように相互に取り付けられたシリコン チップのスタック（ｓｔａｃｋ）を開示している。その各々が５００ミルｘｓｏ ｏミルと言う小さい面積又はそれより小さい面積すら有することができるスタッ クされたチップは、７オーカルプレーンに垂直な面内で延びており、そして検出 器は７オーカルプレーンに支持されており、各々はチップの１つの縁のリードで 電気的に接触しており、チップの表面はフォーカルプレーンに位置した実質的な エレクトロ二７り処理回路機構（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ 　ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）を支持している。

１９８２年７月２９日に出願され、そして本願の譲受人に譲渡された米国特許出 願第４０３，００４号の第１図と実質的に同一である第１図は本発明の主題であ るトランスインピーダンス増幅器（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｅｅａｍｐｌ　１ ｆｉｅｒ）を含む７オ一カルプレーンエレクトロ二ツク回路へ＄４（ｆｏｃａｌ ｐｌａｎｅｅｌｅｃけｏｎｉｃ　ｅｉｒｃｕｉｔｒｙ）を示す、第１図の回路機 構は前記米国特許出Ｍ第１８７．７８７号のスタックされたシリコンチップの１ つに集積回路として形成されるようにデザインされている。各チップは、やはり チップ上にあるマルチプレキサにフィードする多数の個々の光検出器信号（たと えば１２８）を有する。

第１図に示された通り、個々の光検出器には、本願の焦点であるトランスインピ ーダンス増幅器１４に入力信号を与える。増幅器１４（それは光検出器信号を直 接受信するので前置増幅器とも呼ばれる）の出力は適応帯域フィルタ（ａｄａｐ ｔｉｖｅ　ｂａｎｃｌｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ）　１６を通ることができ・次い でマルチプレキサに送ることかで外る。マルチプレキサは、たとえば、前記米国 特許出願第４０３，００４号に開示されたマルチプレキサと同様であることがで きる。米国特許出Ｈ第４０３，００４号の回路機構においては、マルチプレキサ は、ブランチ２０及びそれらの制御回路１８を含んで成る。各ブランチ２０は２ ２で略図で示された如く、各検出器信号の更なる増幅を与える。

本願の前置増幅器は単一利得段階増幅器（ｓｉｎｇｌｅ　ｇａｉｎ　ｓｔａｇｅ 　ａ峠１ｉｆｉ−ｅｒ）である。他の増幅が７オーカルプレーンで与えられ得る けれども、前置増幅器の入力もその出力も他の段階の増幅には直接接続されない 。

これは周波数補償（ｆｒｅｑｕｅｎｅｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）を１！Ｉ Ｉ節することの困難を回避して多段階増幅器において道遇し得る振動問題（ｏｓ ｃｉｌｌａｔｉｏｎ　ｐｒｏｂｌｅ−５）を排除する。

第１図に示された通り、前置増幅器１４は光検出器１２に接続されたその反転入 力２４、大地（ｇｒｏｕｎｃｌ）に接続されたその非反転入力２６及びその出力 とその反転入力との間に抵抗３０を含む帰還接続部（ｆｅｅｄｂａｃｋｃｏロロ ｅｃｔｉｏｎ）　２８を有する演算増幅器（ｏｐａ論ｐ）である。

第２図は“トランスインビーダンス１増幅器とも各付けられた演算増幅器（ｏｐ 　１ｃＡｐ）　１４を与える前置増幅器回路を示す、前置増幅器回路はそれぞれ 、差動増幅器部分、帰還ネットワーク、出力接続ソース７オロア（ｏｕｔｐｕｔ −ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ　５ｏｕｒｃｅ　ｆｏｌｌｏｗｅｒ）並１に差９段階（ｄ ｉ［ｅｒｅｎｔｉａｌ　ｓＬａｇｅｓ　）及びソース７オロ７のための２つの一 定電流Ｍ（ｃｏｎｓｔａｎＬ　ｅａｒｒｅｎＬｓｏｕｒｃｅｓ）を含む。

示された態様においては、点線で囲まれている差動増幅器部分は６個のトランジ スタ素子を有する。差動対はトランジスタ３２及び３４により与えられ；カスコ ード対はトランジスタ３６及Ｖ３８により与えられ、そして電流ミラー討はトラ ンジスタ４０及（／４２によって与えられる。

差動対のトランジスタ３２は検出器信号に接続されたその５’−）４４を有し、 モして差動対のＦランラスタ３４は接地されたそのデート４６を有する。２つの トランジスタ３２及び３４は同じ寸法、たとえば２５０ミクロンの幅及び１５０ ミクロンの長さを有し、できる限りぴっちりと整合させられる（噛ａｒｃｈｅｄ ）、集積回路はＮ−チャンネルＭＯＳＦＥＴ及びｐ−チャンネルＭＯＳＦＥＴデ バイスを含む。差動対３２及び３４は好ましくはより低いノイズの故にｐ−チャ ンネルデバイスである。カスコード対３６及び３８も又ｐ−チャンネルデバイス であり、そして電流ミラーＮ４０及び４２はＮ−チャンネルデバイスである。カ スフード対のトランジスタ３６及び３８の寸法は実質的に相互に同一であるべき であり、そして電流ミラー討のトランジスり４０及び４２の寸法は実質的に相互 に同一であるべきである。

トランジスタ３２のソース４８及びトランジスタ３４のソース５ｏは両方共差動 対、カスコード対及び電流ミラー討における所定の電流を保持する一定電流源に 接続されている。一定該電ｉｆｉ、はＭＯＳＦＥＴ）ランジスタ５２を含み、そ のドレーン５４は差動対のソース４８及び５０に接Ｉ＆されている。トランジス タ５２の電流はそのソース５６とデート５８の開の電圧により決定され、ソース ５６及びデート５８はそれぞれ、正の電圧源■十及び６２で示されたバイアス電 圧に接続されている。（トランジスタ５２のソース５６及びデート５８開のバイ アス電圧を確立する特定の回路は示されていない）。

差動対のトランジスタ３２及Ｖ３４は同一であり、同じ幅及び同じ長さを有する と仮定すると、一定の電流源からの電流は差動対の間で等しく分かれ（ｄｉｖｉ ｄｅ）、半分はトランジスタ３２のソース４８がらドレーン６４に流れ、従って カスコード対のトランジスタ３６のソース６６に流れる。ソース６６からトラン ジスタ３６のドレーン６８に流れる電流はソース７オロアトランジスタ７２のデ ート７０に接続され、そして電流ミラー討のトランジスタ４０のドレーン７４に 接続されている。

一定電流源からの電流の他の半分はソース５０からトランジスタ３４のドレーン ７６へ、従ってカスコード対のトランジスタ３８のソース７８に流れる。ソース ７８からトランジスタ３８のドレーン８０に流れる電流は電対ミ？−Ｈのトラン ジスタ４２のデート８２及びドレーン８４に接続される；即ちトランジスタ４２ はグイオード接続されている（ｄ　ｉ　ｏｄｅ−ｃｏｎｎｅｃｒｅｄ）。トラン ジスタ４０のソース８６及びトランジスタ４２のソース８８は負の電圧源■−に 接続されている。

前置増幅器の差動部分（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｐｏｒｔｉｏｎ）を構成す る６個のトランジスタはそれらの普通の機能を遂行する。差動対３２及び３４は 入って来る光検出器信号の変化を増幅する。カスコード対３６及び３８は“ミラ ー”効果（”Ｍｉｌｌｅｒ″ｅｆｆｅｃｔ）を回避する、即ち、それらは入カキ ャバシタンス（主にトランジスタ３２にある）の増幅を防止する。電流ミラー討 ４０及び４２は出力増幅を引軽越こして差動対３２及び３４の効果を組合わせる （ｃｏＩＩｂｉｎｅ）。

大抵の他の差動増幅器からのこれまでに述べた回路機構における必要な差は、そ れが弱反転領域において動作され、そして強度転領域（ｓｔｒｏｎＢ−ｉｎｖｅ ｒｓｉｏｎ　ｒｅ８ｉｏｎ）においてはいつでも動作すべ慇ではないということ である。これは重要な二重の結果をもたらす：（１）それは許容し得る限界内で の増幅器のパフ−要求を保持し、そして（２）非常に高い増幅係数、たとえば１ ０，０００対１をつくり出す。

第３図は弱反転領域と強度転領域との開の区別を示している。後者は一最にディ ジタルシステムに使用されるＭＯＳＦＥＴデバイスの普通の動作範囲である。か かるシステムにおいては、動作の速度が必要であり、それは強反転においてのみ 得られる。一般に、かがるシステムにおいて、反転をできる限り強（することが 望ましいと考えられる。

第３図においては、ソース−ドレーン電流値（ｓｏｕｒｃｅ−ｔｏ−ｄｒａｉｎ 　ｅｕｒｒｅｎｔ　ｖａｌｕｅｓ）の平方根はＹ帖にプＣ７−／）され、そして デート−ソース電圧値（Ｈａｔｅ−ｔｏ−ｓｏｕｒｃｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｖａ ｌｕｅｓ）はＸ軸にプＯ−１トサレテイル。用ｇＶ（Ｔ）はトランジスタの閑値 電圧（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ　ｖｏｌｔａｇｅ）を表わす。実線Ａは強度転動作に 対する理論的曲線を表わす１点ＡａＢは弱反転領域における実際の動作曲線を表 わす、換言すれば、トランジスタの実際の機能化（ａｃｔｕａｌ　ｆｕｎｃｔｉ ｏｎｉｎｇ）は、それがＣにおいて実線Ａに交わるまでの点線により表わされる 。実線Ａの上部部分は強度転領域におけるトランジスタの実際の機能化を表わす 。

本発明の目的に対しては、前置増幅器回路機構（ｐｒｅ−ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　 ｃｉｒｃｕ−ｉｔｒｙ）における電流値は、すべて、第３図における点線により 表わされた弱反転領域内に、即ち、図の点Ｃの左側の領域内に保持されるべきで あり、そして好ましくは、合理的に実行し得る程度に左の方に移動されるべきで ある。

弱反転領域における本前置増幅器の動作は前記した一定電流源により確保され、 一定電流源はたとえば、数１０ナノアンペア（ｔｅｎｓ　ｏｒ　ｎａｎｏａｍｐ ｓ）で測定される、非常に低いレベルの電流を供給すべ外である。

ライン９０の出力信号は、ソース７オロア（ｓｏｕｒｃｅ　ｆｏｌ　ｌｏｗｅｒ ）　７２により与えられ、そのドレーン９２は負の基準電圧Ｖ−に接続されてお り、そしてそのソース９４は一定電流源トランクスタ９８のドレーン９６に接続 されており、一定電流源トランジスタ９８はトランジスタ７２のための電流源を 与える（そのバイアス電圧と共に）、一定電流源トランジスタ９８のソース１０ ０は正の電圧源Ｖ＋に接続されており、そしてそのデー）１０２は一定電流源ト ランジスタ５２のデート５８と同じパイ７スミ圧６２に接続とれている。トラン ジスタ９８及び５２のデートーン−スミ圧は等しいので、それらのソースードレ ーン電流値はそれらの幅対長さの割合に従って異なる１本発明の実験的態様にお いては、トランジスタ５２及び９８の長さは同じであり、そしてトランジスタ９ ８の幅はトランジスタ５２の幅の約３倍である。これは、ソース７オロア７２を 通って流れる電流の量は回路の差動部分を通って流れる電流の約３倍であろうと いうことを意味する。故に、９０における出力は約１　（ｕｎｉｔｙ）の電圧利 得を有するが、差動部分における電流の３倍大きい電流を有する。

トランジスタ３２のデート４４における光検出器で発生された信号における変化 による差動電流振れ（ｄｉｆＴｅｒｅｎｔｉａｌ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｓｗｉｎｇ ）は、ソース７オロア７２におけるデート−ドレーン電圧変化を引起こし、それ は前記した如く、ｉ　ｏ、ｏ　ｏ　ｏ又はそれより大きい電圧増幅を与えること ができる。前置増幅器がすべての帰還値（ｆｅｅｃｌｂａｃｋ　ｖａｌｕｅｓ） に対して安定であるように、即ち前置増幅器の振動を回避するように、周波数補 償（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）の目的で、キャパシタ７ ３が、ソース７オロワ７２のデート７０と負の電圧基準Ｖ−との間で接ｌ＆され ている。

本発明によって必要とされる様式において遂行する演算増幅器に対して、非常に 安定で且つ非常に高い帰還抵抗が必要である。これは、好ましくは、切替え式キ ャパシタンスネットワーク（ｓｗｉｔｃｈｅｄ　ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅｎｅｔ ｗｏｒｋ）を使用することにより達成される。ＭＯＳＦＥＴ）ランジスタ１０４ 及び１０６はり０７タ制御式スイッチ（ｃｌｏｅｋ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　５ ｗ１ｔｃｈｅｓ）として機能し、即ち、それらのそれぞれのデート１０８及Ｖ１ １０は、クロー７り設定された周波数（ｃｌｏｃｋ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｆ ｒｅｑｕｅｎｃｙ）において信号を交互に受信し、これはそれらのソース及びド レーン接続部間の電流導通（ｃｕｒｒｅｎｔ　ｆｌｏｗ）及び電流非導通（ｅｕ ｒｒｅｎｔ　ｃｕｔ−ｏｆｆ）を引起こす。

ソースードレーン電流がスイッチ１０６において（スイッチ１０４においてでは なくて）流れるとき、キャパシタ１１２は充電する傾向がある。

何故ならば、それは出力ライン９０と入力ライン２４との間に確立された帰還接 続を横切っているからである。ソース−ドレーン電流がスイッチ１０４において （スイッチ１０６においてではなくて）流れるとき、キャパシタ１１２は放電す る傾向がある。スイッチングを周波数と一緒になって、キャパシタ１１２により 達！！１．された高電圧及び低電圧は、演算増幅器に対して非常に高い且つ非常 に正確な帰還抵抗等価体（ｆｅｅｄｂａｃｋ−ｒｅｒｉｓｔａｎｃｅ−ｅｑｕｉ ｖｉｌｅｎｔ）を与え、かくして一定装置増幅器利得の利点を高い前置増幅器利 得と組合わせる。

切替え式キャパシタンス回路との組合わせにおける本増幅器の適正な動作を保証 する２つの特徴は：（ａ）スイッチングによる出力揺らぎを減じるのを助長する ために、切替え式キャパシタンス回路と並列でキャパシタ１１４を使用すること 、及び前置増幅器が伝送することができる周波数より有意に高いスイッチング周 波数を選ぶことである。

帰還抵抗等価体を与えるために切替え式キャパシタンス回路の使用の追加の利点 は、スイッチ１０４及び１０６を制御するクロック周波数を変えることによって 前置増幅器の利得を変える能力である。

本発明のＶｆ徴の１つは特定のバイアスネットワークを使用しないでカスフード 対３６及び３８のデートをバイアスする機構である。卜１０ＳＦＥＴ３２及び３ ４の差動対は注入されていない（口ｏｎ−ｉｍｐｌａｎｔｅｄ）又は“自然の″ （口ａｔｕｒａｌ）テ゛バイスであり、これに対して力又フードテ゛バイス３６ 及び３８は注入された（ｉｍｐｌａｎｔｅｄ）（イオン注入された）デバイスで ある。

これはカスコードデバイス３６のデー）１１６、カスフードデバイス３８のデー ト１１８及び差動デバイス３４のデート４６がすべて、示された如く、大地に直 接接続されることを許容する。各トランジスタのドレーン及びソース間の電圧は Ｏ，ＳＶより大きくなければならず、好ましくは約１■でなければならない。故 に、カスコードトランジスタ３Ｇのソースは差動トランジスタ３２に対して約１ ■負でなければならなし１゜トランジスタ３６及Ｖ３８を注入し、トランジスタ ３２及Ｖ３４を注入しないことによって、（、）デートはすべて接地することが できる（トランジスタ３２のデートは本質的に大地にある）が、（ｂ）必要な電 圧は直列トランジスタり３２及び３６開に及プ直列トランジスタ３４及び３８間 に存在する状態がつくり出される。同じ電流が差動トランジスタ及びカスフード トランジスタを直列に流れると仮定すると、注入されていないトランジスタ３２ 及び３４の各々は約２Ｖのオーグーの相対的に大きいデートーン−スミ圧を有し 、これに対して、注入されて−するトランジスタ３６及び３８の各々は約１■の デート−ソース電圧を有している。その差は各直列の差動トランジスタ及びカス コードトランジスタのソース間の必要な差１■を与える。かくして特定のバイア スネットワークの必要は排除される。

本発明に関する鴛くべき発見の１つは内部ノイズ制御問題並びに差動トランジス タ３２及１３４並びに電流ミラートランジスタ４ｏ及び４２の面積に対するその 関係に関係がある。ＭＯＳＦＥＴ）ランジスタにおいては、低周波数ノイズはト ランジスタ面積が増加するにつれて減少することが知られている。一般に支配的 な関心の分野であった強反転ＣＭＯ８回路８！構において、２つのノイズ減少効 果が利用可能であったが、経験によれば弱反転が使用される場合はそれらは利用 できないことが示された、これらの２つの効果は：（１）十分な面積を有する差 動対トランジスタを設ける（はるかに小さい電流ミラートランジスタを使用しな がら）ことによりノイズを制御し得ること；及び（２）ノイズ制御の手段として 、差動対トランジスタの形式、即ち幅対長さの割合及びそれらの全面積を使用し 得ることであった。これらの効果の両方共、強反転ＣＭＯ３回路８！楕において は相対的に小さい面積要求で十分なノイズ制御を可能とした。

しかしながら、本発明の弱反転回路ｆｉ構に関する実験は、ノイズ制御には、電 流ミラートランジスタの面積及び差動トランジスタの面積は演算増幅器における 内部ノイズ発生を最小にするために相対的に大きく保持しなければならないこと が必要であることを示した。この実験は、幅対長さの割合の繰作は弱反転増幅器 におけノイズ問題に有意な影響を与えないことを証明した。

一般−１差動トランジスタ３２及び３４（相互に同じであるべきである）の面積 は電流ミラート２ンノスタ４０及び４２（相互に同じであるべきである）の面積 と同様であるベトことがわかる。１つの対の面積が他の対の面積の約２倍より大 きいことは望ましくないと考えられる。たとえば、第２図に示された回路におい ては、トランジスタ３２及び３４は各々に＠２５０ミクロン、長さ１５０ミクロ ンであり、各々は３７，５００平方ミクロンの面積を有しており、これに対して トランジスタ４０及び４２は各々、輻１２５ミクロン、長さ３６０ミクロンであ り、各々には４５，０００平方ミクロンの面積を有している。

前記した如く、前置増幅器回路機構は多数の利点を与える。最も重要なものの１ つは“低い”且つ安定なりＣバイアスである。これは主として２つの７アクター による。第１の７アクターは、注意深く整合したトランジスタの差動対を使用す ること、か（して増幅器への２つの入力は相互に電圧において実質的に等しいこ とを保証することである。＠２の７アクターは、非常に高い増幅器利得、従って 、増幅器入力における電圧の非常に小さい揺らぎ（即ち、光検出器からの電流の 変動により引き起こされる揺らぎ）を必要とすることである。増幅器入力は、数 ミリボルトのみ動くことができる。これは光検出器回路のＤＣバイアス（即ち、 ２５のその動作点）をその電流／電圧曲線における実質的に同じ点に保持する。

このファクターは非常に重要である（特に赤外領域において）。

何故ならば、他の７オ一カルブレーン回路機構におい経験されるＤＣバイアス点 の有意の変動は、光検出器の性能を根本的に（ｒａｄｉｃａｌｌｙ＞変化させる ことがあるからである。

前記した如（、前置増幅器の内部ノイズは、差動対トランジスタ及び電流対トラ ンジスタの両方の適切な面積を与えることにより制御される。

差動トランジスタ及び電流ミラートランジスタにより必要とされる面積は、弱反 転ノイズ特性の故により大軽いけれども、弱反転により与えられる驚く程高い利 得は第２段階の増幅の必要を徘除し、これは実質的なリア７Ｌ４Ｘテイト利益（ ｒｅａｌ　ｅｓｔａｔｅ　ｂｅｎｅｆｉｔ）を構成する。

電流源からのノイズを含むフモンモード／イズ（ｃｏａｍｏｎ　ｍｏｄｅ　ｎｏ ｉｓｅ）は差動効果（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｅｆｆｅｃｔ）により補償さ れ、そしてライン９０上に出力に対して影響を与えない。重要なノイズ減少利仝 は差動トランジスタのデート用の低いオフセット電圧によっても実現される。光 検出器入力を受信するトランジスタ３２のデート４４は大地からミリボルトにす ぎず、かくして前置増幅器における最小電圧差（ノイズ）を与える。

増幅器における電流の量は、本明細書の序言の部分で討論した理由で非常に低い レベルに保持されているそのパワー出力により決定される。

光検出器からの電流入力が変わるにつれて、電流は差動トランジスタの１つにお いて増加し、そして他方において減少し、それにより、電流ミラートランジスタ によって十分な出力電圧揺らぎ（ｆｕｌｌ　ｏｕｔｐｕｔ　ｖｏｌｔａｌｌｅ　 ｓ＠ｉｎε）に転化される差動信号を与える。出力電圧変動はライン９０と大地 との間であり、そして第１図に適応帯域フィルムとして示されている信号処理回 路機構の次の部分に入力される。

これ土での説明から、この出願に開示された装置は本明細瞥の序言の部分に要約 された有意なＷｉ能的利仝を与えることは明らかであろう。

下記の請求の開示された特定の！Ａ様を含むのみならず、先行技術により許容さ れた最大の広さ及び包含性を伴って本明細式に説明された新規な概念を含むこと を意図する。

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．フオーカルブレーンオプテイカルエレクトロニクスシステムであつて、各々 が別々の回路に電気的に接続されている複数の密集して充填された光検出器と、 その光検出器に接続されたその入力を有し、そしてＭＯＳＦＥＴトランジスタの 整合した差動対を含む各光検出器における単一段階前置増幅器と、 該前置増幅器に利用可能な電流を制限してそれを弱反転モードにおいて動作させ るための各光検出器回路内の手段と、前置増幅器出力とその光検出器入力との間 の帰還抵抗を与えるための各光検出器回路内の手段とを具備して成るフオーカル プレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
2. ２．該前置増幅器が単一前置増幅器出力信号を与えるようにＭＯＳＦＥＴトラン ジスタの整合した電流ミラー対を含み、差動トランジスタ及び電流ミラートラン ジスタの面積は内部ノイズを最小にするために実質的に同様である請求の範囲第 １項記載のフオーカルブレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
3. ３．１つの対のトランジスタの面積は他の対のトランジスタの面積の約２倍より 大さくない請求の範囲第２項記載のフオーカルプレーンオプテイカルエレクトロ ニクスシステム。
4. ４．前置増幅器は差動対と電流対との間にＭＯＳＦＥＴトランジスタの整合した カスコード対も含むを請求の範囲第２項記載のフオーカルプレーンオプテイカル エレクトロニクスシステム。
5. ５．該差動トランジスタはより高いソース−ドーン電圧を与える上うに注入され ておらず、 該カスコードトランジスタはより低いソース−ドレーン電圧を与えるように注入 されており、 両カスコードトテンジスタ及び差動トランジスタの１つのゲートはすべて接地さ れており、そして他の差動トランジスタのゲートは光検出器に接続されている請 求の範囲第４項記載のフオーカルブレーンオプテイカルエレクトロニクスシステ ム。
6. ６．該電流ミラートランジスタの出力に接続されたそのゲートと、フオーカルプ レーンエレクトロニツク回路機構の次の段階に接続されたそのソース・ドレーン 電流を有するソースフオロワＭＯＳＦＥＴトランジスタも具備する請求の範囲第 ２項記載のフオーカルプレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
7. ７．帰還抵抗を与えるための手段がキヤパシタと２個のＭＯＳＦＥＴスイツチと を具備する切替え式キヤバシタンスである請求の範囲第１項記載のフオーカルプ レーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
8. ８．フオーカルプレーン光検出器のアレイにおける各光検出器からの個々の信号 をエレクトロニツク処理回路機構に供給するためのフオーカルプレーンエレクト ロニクスシステムにおいて、各光検出器のための単一利得段階トランジスタイン ヒーダンス前置増幅器が８００平方ミルより大きくない面積を有し、そして該増 幅器はそれぞれの光検出器から直接に可変入力信号を受信するＭＯＳＦＥＴトラ ンジスタの差動対を具備し、該差動トランジスタは弱反転領域においてのみ動作 するようになつており、そして更に該増幅器は単一出力信号を与える電流ミラー ＭＯＳＦＥＴトランジスタの対を具備し、該電流ミラートランジスタは弱反転領 域においてのみ動作するようにした、フオーカルプレーンエレクトロニクスシス テム。
9. ９．該前置増幅器の出力とその光検出器入力と間に抵抗等価体を与えるための切 替え式キヤバシタンス回路も具備する請求の範囲第８項記載の前置増幅器。
10. １０．該切替え式キヤバシタンスのスイツチング周波数を変え、それにより該前 置増幅器の利得を変えるための手段も具備する請求の範囲第７項記載のフオーカ ルプレーンオプテイカルエレクトロニクスシステム。
11. １１．該切替え式キヤバシタンスのスイツチング周波数を変え、それに上り該前 置増幅器の利得を変えるための手段も具備する請求の範囲第９項記載の前置増幅 器。