JPS6148163B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はプロセスを制御する制御器の制御定数
を最適値に自動調整する機能を有するプロセス制
御装置に関する。

制御対象となるプロセスを最適条件で制御する
にはそのプロセスの動特性を知る手続が必要とな
る。この手続はその動特性の同定
（Identification）と呼んでいる。この同定を行な
うには、プロセスを制御するコントローラを切離
して開ループ動作で同定する場合と、コントロー
ラをプロセスに接続し、そのプロセスを制御しな
がら同定を行なう閉ループ動作の場合とがある。
この同定は経済性、品質管理上あるいは安全上な
どの観点から操業中のプロセスの動特性変化に応
じられるように、閉ループ動作中で速やかに同定
できることが望ましい。

この種の制御装置としては、データ信号をアナ
ログ量で扱うアナログ方式の制御装置と、データ
信号をサンプリングしながら制御するデジタル方
式の制御装置とがあるが、上述した制御装置の制
御定数を決定できるものにはアナログ方式のもの
しか現実にはなく（例えば、「最適制御入門」増
淵著、オーム社発行P.284に記載の適応制御方式
等）、しかも、その制御定数を計算するのに、大
型の計算機を導入しなければならず極めて不経済
なものであつた。また、デジタル方式の制御装置
で、特に閉ループ動作中に制御対象を同定するプ
ロセス制御装置としては、例えば特公昭53−
32031号公告公報に記載されているようなリミツ
トサイクルを利用したものがある。この装置は制
御対象を制御するPI制御器の出力にオンオフ信号
を重量させてリミツトサイクルを発生させ、この
リミツトサイクルの周期と振幅により制御対象の
ムダ時間と最適比例ゲインを求めるZiegler―
Nicholsの最適調整法を用いて、PI制御器の制御
定数を設定して行なうものである。

しかし、このプロセス制御装置であつては、フ
イードバツクループ内に乗つてくるプロセスノイ
ズを考慮して十分なＳ／Ｎ比を取るためには、か
なり大きなリミツトサイクルとする必要があり、
その結果として制御対象に対する制御量を大きく
変動させてしまうことがあり、制御対象の動特性
が明らかでないものを同定する時にはその制御量
を必要以上に変動させ、そのプロセス特性を劣化
させたり、場合によつては、それらの機器を破損
してしまう恐れがあるなどの多くの欠点があつ
た。

本発明は上述した従来装置の欠点を改良したも
ので、その目的とするところは、制御対象となる
プロセスの制御量をフイードバツクするフイード
バツク信号とこのプロセスの制御量の目標値を設
定してなる目標値信号との偏差を演算して得られ
る偏差信号から一定周期毎に制御定数に従つて制
御演算してこのプロセスに入力する操作信号を発
生する制御演算装置を具備したものにおいて、こ
のプロセスの動特性を固定する同定信号を発生す
るＭ系列同定信号発生部と、この同定信号発生部
で発生した同定信号と上記操作信号とを加算する
加算部と、上記フイードバツク信号を入力して第
１の変数を生成する第１のフイルタと、上記同定
信号を入力して第２の変数を生成する第２のフイ
ルタと、上記偏差信号を入力して上記第３の変数
を生成する第３のフイルタと、上記第１及至第３
のフイルタで生成された第１及至第３の変数の時
系列データにより上記制御対象のインパルス答を
有限項で打ち切つて逐次同定する同定演算部と、
この同定演算部で演算した結果から上記制御対象
の制御定数を演算して上記制御器を制御する制御
定数演算部とを具備することによつて、サンプル
周期にとらわれずに、例えば、サンプル周期を長
くして簡易な計算機を用いても制御定数の計算が
実現でき、かつ制御器の制御性能を低下させるこ
とのないプロセス制御装置を構成し、プロセスノ
イズの存在下であつても制御量を大きく変動させ
ることなく短時間で閉ループ制御中の制御対象の
動特性を同定でき、その結果、プロセスの制御機
器を破壊することなく、制御器の制御定数を最適
に自動調整することのできるプロセス制御装置を
提供することにある。

本発明は制御対象を操作する操作信号にＭ系列
信号を印加して得た信号を制御対象に印加して、
その制御対象を制御し、その制御対象をパルス伝
達関数で表わし、次に閉ループ中の目標値信号、
同定信号およびフイードバツク信号から制御器の
構成によつて決まるフイルタを用いて新しい変数
を生成し、得られた変数列を有限項で打ち切つ
て、前述のパルス伝達関数の係数を同定演算し
て、その同定結果から制御量変動が所定の値にな
るようにＭ系列同定信号の振幅と周期を決定し
て、上述の制御対象を制御する制御器の各制御定
数を最適に調整することができるように構成した
ものである。

以下本発明の実施列について詳細に説明する。
図は本発明によるプロセス制御装置の一実施例を
示すブロツク図である。このプロセス制御装置は
制御対象となるプロセス１を制御するに際し、そ
の制御量の応答が最適となるように制御器の制御
定数を調整することができるように構成したもの
で、具体的には目標値信号発生装置２からの目標
値信号ｒ_kとプロセス１からのフイードバツク信
号ｙ_kとから偏差信号ｅ_kを得て、この信号ｅ_kを
制御器３たとえばPID制御演算装置に入力して、
この制御器３の制御定数で制御演算を行なつて操
作信号ｕ_kを得て、この操作信号ｕ_kでプロセス１
を操作するように構成してある。

この時の操作信号ｕ_kには同定信号発生部４で
発生する２値のＭ系列信号からなる同定信号から
なる同定信号ｕ_kが加算されている。このように
して得られるフイードバツク信号ｒ_k，目標値信
号ｅ_kおよび操作信号ｕ_kは各々フイルタ６，フイ
ルタ７およびフイルタ８に入力する。このフイル
タ６，７の出力は加算してMA同定モデル部９に
入力する。このMA同定モデル部９の出力とフイ
ルタ８の出力とは減算されて同定演算部１０に入
力され、この同定演算部１０の出力は制御定数演
算部１１に入力するよう構成されている。この制
御定数演算部１１はその出力信号に制御演算装置
３の制御定数ｄ_iを得る。この制御定数ｄ_iの信号
は制御演算装置３の制御定数として用いて閉ルー
プ制御を行なうことにより、その閉ループ動作中
に制御対象の動特性を固定し、その制御定数を調
整することができるようになつている。

なお同定信号発生部４，同定信演算部１０およ
び制御定数演算部１１は中央制御部５によつて制
御されて動作する。

以上の構成をさらに詳しく詳述すると、制御対
象となるプロセス１はサンプル周期γ毎の操作信
号ｕ_kを入力して操作され、このプロセスは制御
量ｘ（ｔ）を出力する。ここで操作信号ｕ_kは第
１式で示すように、サンプル周期γ時間の間だけ
ホールドされている信号である。

ｕ_k＝ｕ（ｔ） …第１式 ただし、ｋ・γ≦ｔ＜（ｋ＋１）・γであ。制御量
ｘ（ｔ）は、プロセス内に設けられた図示しない
検出器により検出されて、サンプル周期γ時間毎
にサンプリングされてフイードバツク信号ｙ_kと
なる。このフイードバツク信号ｙ_kにはサンプリ
ング誤差を含む測定できない観測ノイズεが含ま
れている。

制御量ｕ_kの目標値ｒ_kは目標値信号発生装置２
で発生し、制御器３に入力する。この時の目標値
ｒ_kとフイードバツク信号ｙ_kとの偏差ｅ_kは第２
式に示す。

ｅ_k＝ｒ_k―ｙ_k …第２式 制御器３は、例えばPID制御演算装置であり、
偏差ｅ_kにもとづいてPID（比例、積分、微分）
制御演算を行なうように構成されている。この制
御器３の出力する演算出力信号u′_kは第３式で示
すように、 ただし、Kcは比例ゲイン、Tiは積分時定数、
Tdは微分時定数である。

上述した第３式は時間の推移演算子をＺとする
と（ただしＺ^-1ｆ_k＝ｆ_k-1である）第４式のよう
になる。

u′_k＝Ｄ（Ｚ^−１）／Ｃ（Ｚ^−１）・ｅ_k…第４
式 ただし、Ｃ（Z^-1）＝１−Z^-1 Ｄ（Z^-1）＝d₀＋d₁Z^-1＋d₂Z^-2 d₀＝Ｋ_C（１＋τ／２Ｔｉ＋２Ｔｄ／τ） d₁＝Ｋ_C（１−τ／２Ｔｉ＋２Ｔｄ／τ） d₂＝Ｋ_CＴｄ／τ また、サンプル周期γ時間毎の制御量のサンプ
ル出力を制御量ｘ_kとすると、制御対象１の動特
性は第５式に示すようにパルス伝達関数で表わす
ことができる。

ｘ_k＝Ｇ（Z^-1）ｕ_k …第５式 ただし、 制御対象１は制御器３からのPID制御演算出力
u′_kに同定信号発生部４で発生した同定信号ｖ_kを
重畳して同定される。この時の操作信号ｕ_kは第
６式のようになる。

ｕ_k＝u′_k＋ｖ_k …第６式 この同定信号ｖ_kとしては、２値のＭ系列信号
を用いる。この時のＭ系列信号の振幅をａ_Mとす
る。

同定信号発生部４は、各機能をコントロールす
る中央制御部のコマンドにより、Ｍ系列信号の発
生、停止が行なわれる。なお同定信号停止時には
ｖ_k＝０となる。

上記した偏差信号ｅ_k、同定信号ｖ_k、フイード
バツク信号ｙ_kの各信号はPID制御演算部３の構
造によつて決定される特性（前述の第４式で示し
たＤ（Z^-1），Ｃ（Z^-1），Ｃ（Z^-1））を有するフイ
ルタ６，７，８に入力し、その出力信号を各々Ｒ
^k，Ｖ_k，Ｙ_kとすると次式のように表わされる。

Ｒ_k＝Ｄ（Z^-1）・ｅ_k …第７式 Ｖ_k＝Ｃ（Z^-1）・ｖ_k …第８式 Ｙ_k＝Ｃ（Z^-1）・ｙ_k …第９式 フイルタ６の出力信号Ｒ_kとフイルタ７の出力
信号Ｖ_kとは加算されてMA（移動平均）同定モ
デル部９に入力されている。このMA同定モデル
部９は制御対象１の有限項で打ち切つたパルス伝
達関数モデルＧ＾（Z^-1）であり、第５式に対応して
次式のように示される。

この第10式中の項数ｎは、実用的には大きいほ
ど良いが、ｎがあまり大きいと同定に著しく時間
がかかるため、制御対象の大凡の主要時定数T₀
とムダ時間L₀との関係で、これらの情報から ｎ＝Ｔ_０＋Ｌ_０／τ …第11式 のように決定できる。

フイルタ８の出力信号Ｙ_kは同定モデル信号Ｇ
（Z^-1）との差を求めて、同定残差信号ε_kを得る。
この同定残差信号ε_kは有限項ｎで打ち切つたイ
ンパルス応答を求めるために同定演算部１０に入
力して逐時同定演算を行なう。この同定演算は同
定残差信号ε_kの２乗和が最小となるように、つ
まり最小２乗法により、第10式中のｇ_i（ｊ＝１
〜ｎ）を決定する。この時の同定残差ε_kは次式
で示される。

今同定すべき未知パラメータベクトルをθとす
ると次の第13式で示され θ^T＝（g₁，g₂，…gn） …第13式 ただしＴは転置を表わす。

各フイルタ６，７，８により生成された変数に
よるベクトルをφ_kとすると、第14式に示すよう
に φ^Ｔ _ｋ＝（Ｒ_k-1＋Ｖ_k-1，Ｒ_k-2＋ Ｖ_k-2，Ｒ_k-o＋Ｖ_k-o） …第14式 となる。未知パラメータベクトルθを逐次同定す
る演算はカルマンフイルタのアルゴリズムを用い
る。すなわちフイルタ８の出力信号Ｙ_kがカルマ
ンフイルタの観測信号であるとする前述の第13式
および第14式から、良く知られている次式のよう
な演算をすれば良い。

θ_k＝θ_k-1＋Ｐ_k-1φ_k（σ^２＋φ^Ｔ _ｋＰ_k-1φ_k）^-1（Ｙ_k−φ^Ｔ _ｋ・θ_k-1） …第15式 Ｐ_k＝Ｐ_k-1−Ｐ_k-1φ_h（σ^２＋^Ｔ _ｋＰ_k-1φ_h）^-1φ^Ｔ _ｋＰ_k-1 …第16式 ただしσ^２は観測ノイズの分散であり、一般に
は特定しないが、使用環境を考慮して10^-4〜10^-6
程度の値で良い。

なお同定開始時の初期値はθ_０＝０，P₀＝Ｉと
し、もし前回の同定値が変化していない場合には
θ_０を前回の値とすれば同定するまでの時間を短
縮することができる。

以上のように同定演算部１０では、第15式およ
び第16式に従つて、未知パラメータの値の同定演
算を行なうよう構成されている。

この同定演算部１０で得られた同定結果giただ
しｉ＝１〜ｎ）は、この結果から閉ループ制御時
の応答が最適となるようにPID制御定数を演算す
る制御定数演算部１１に入力する。この制御定数
演算部１１で演算する最適制御定数は次の第17式
及至第25式で示されるような一連の演算を行なう
ことにより得られる。

ここで、同定したパルス伝達関数は、第10式の
ように、有限項で打ち切つたインパルス応答であ
るので、この中のｎ個のインパルスから最大のパ
ラメータｇ＾maxと、その最大パルスを発生する時
刻maxγとから制御対象の時定数Ｔとムダ時間Ｌ
を次の第17式および第18式のように演算する。

Ｔ＝γ／ｇｍａｘ・Ｋ …17式 また、一般にプロセスのインパルス応答は、第２
図で時間ｔに対するパラメータｇ（ｔ）で示すイ
ンパルス応答波形曲線のように、漸近的にパラメ
ータｇが零に向つているので、ｇ（ｔ）＝０すな
ちｔが大の時の応答は等比級数で近似することが
できる。このことから制御対象のゲインＫは第19
式で示すような演算をする。

ここでＰは等比級数部の等比であり、次式に示
す。

Ｐ＝ｇｎ／ｇ_ｏ−１ …第20式 これらの時定数Ｔ、ムダ時間Ｌおよびプラントゲ
インＫによつて制御対象の伝達関数Ｇ（Ｓ）は Ｇ（Ｓ）＝Ｋｅ^−ＬＳ／ＴＳ＋１…第21式 で近似することができる。故にこれらから所定の
調整値を採用して演算すると、比例ゲインＫ_C，
積分時定数Tiおよび微分時定数Tdは Ｋ_C＝0.7Ｔ／ＫＬ（１／１＋０．８τ／Ｌ）…第22
式 Ti＝Ｔ Td＝0.5L（１＋５τ／Ｌ）（ただしτ＜Ｌ）
…第24式 となり、PID制御演算部３で用いる最適な制御定
数u′_kが得られる。これらの一連の演算は最適制
御定数演算部１１で行なわれ設定値に基づいて
PID制御演算部３が閉ループ制御を行なうのであ
る。

次に本発明の実施例におけるＭ系列同定信号の
振幅と周期を決定する回路構成について説明す
る。この回路は第１図において、Ｍ系列同定信号
の振幅ａ_Mと周期τ（制御サンプル周期と同じと
する）を設定して制御定数演算部１１に入力する
同定信号振幅周期設定部１２と、フイードバツク
信号すなわち観測信号ｙ_kの分数を演算する信号
分散演算部１３と、同定演算部１０の出力信号gi
から同定信号の振幅周期を修正する信号を生成す
る同定信号振幅周期修正部１４とで構成されてい
る。なお、中央制御部５はこれらの部分を制御す
ると共に、同定信号発生部４をも制御するように
構成されている。

同定信号振幅周期設定部１２は、系を同定する
前にＭ系列同定信号の振幅ａ_Mと周期γをユーザ
ーによつてプロセス１の制御量変動の許容値内に
なるように決定した信号を発生する。通常のプロ
セスの動特性はムダ時間を有する一次系で近似で
きることからまず制御対象の設計定数を用いて、
そのプロセスの制御量の変動の標準偏差σ_yは、 ただし、 a₁＝−ｅτ／Ｔ_０ b₁＝K₀（１＋a₁eＬ_０／Ｔ_０） b₂＝−K₀a₁（ｅＬ_０／Ｔ_０-1） K₀＝プラントゲイン T₀＝時定数 L₀＝ムダ時定数 τ＝周期 で演算する。なお周期τはあまり短くしても同定
すべきパルス伝達関数の項数が増えるので得策で
ないことからτ＝（T₀＋L₀）／10に選択して本実
施例では示した。

従つてユーザーが許容する制御量の変動量を
_yとすると、同定開始に用いるＭ系列同定信号の
振幅ａ_Mは次式に従つて設定部１２で演算する。
この演算のフローは第３図に示す。

これは中央制御部５で、このＭ系列信号の振幅
ａ_Mが上記第26式で演算した値になるように同定
信号発生部４に指示する。すなわち振幅ａ_MのＭ
系列同定信号ｖ_kがτ時間毎にPID制御演算装置
３の出力信号u′_kに加算されて、プロセスの操作
信号となる。故に時刻τで打ち切つた制御対象の
インパルス応答がＮ個の観測データにより同定さ
れることになる。この制御対象のインパルス応答
は同定中にＮ個の観測信号ｙ_kの分散を信号分散
演算部１３で演算する。これらの演算は次式のよ
うに行ない、変動量σ_yが得られる。

次に、サンプル周期の修正について説明する。

いま、同定パラメータの数をｎ個で打ち切る
と、たとえば、設計定数から決めた制御対象のプ
ロセス定数が適正でない場合、あるいはインパル
ス応答を少ないｎ項で打ち切つたために、第４図
のインパルス応答の数ｎに対する同定パラメータ
ｇ_kの関係を示す曲線で、曲線１５，１６のよう
に制御対象の同定が十分できたとは言いがたいよ
うな同定を行なうことがある。そこで同定パラメ
ータの数を、つまり打ち切るまでの項数ｎを増加
させれば上述の問題は解決するが、計算量が増加
するので得策ではない。

そこで第４図中の曲線１５，１６のような同定
に対しては、曲線１７のような同定が得られるよ
うに、同定信号振幅周期修正部１４でＭ系列同定
信号の周期を変更し、場によつてはＭ系列同定信
号の振幅を修正する。これらの一連のフローは第
５図に示し、次に説明する。

まず、サンプル制御周期γの変更については、
同定結果よりも最も大きい同定パラメータgmax
を与えるパラメータ番号maxの位置により修正す
る。第４図に示す曲線１５はあまり周期ｎが短く
てmaxの位置がn₁₅となつているので、gmaxを与
えるパラメータ番号がｎ／２以下になるように注
入周期を５倍に長くとる。

同様に第４図の曲線１６に示すような場合につ
いても、gmaxを与えるパラメータ番号がｎ／２
以下になるように注入周期を2.5倍に長くとる。
このように注入周期を変更した場合、制御量の変
動量も増加するが、注入周期が制御対象のメイン
時定数より十分小さい範囲では、同定信号の振幅
を次式に示すような演算を行なつて修正する。

このように修正した注入周期と振幅により再度
同定を行なう。なお第28式中のτ（old）および
ａ_M（old）はこれまで使用していた周期および振
幅を示し、γ（new）は今度同定を行う際のサン
プル制御周期を示す。

次にｇ_kの最大値がｎ／２以下の時で、観測し
た制御量の変動量が、ユーザの許容値σ_yより大
きい場合は、Ｍ系列同定信号の振幅ａ_Mを次式の
ような演算を行なつて修正する。

ａ_M＝σ_ｙ／σ_ｙ・ａ_M（old） …第29式 これらの一連の演算が同定信号振幅周期修正部
１４で行なわれる。

以上詳述したように、本発明によるプロセス制
御装置は２値のＭ系列信号を既知とした同定信号
を操作信号と重畳した信号で制御対象を同定し、
更に目標値信号とフイードバツク信号からPIDコ
ントローラなどの制御演算装置の構造によつて決
まるフイルタ出力の時系列データより制御対象の
MA（移動平均）モデルの係数を最小２乗法によ
るカルマンフイルタを用いて同定し、制御サンプ
ル周期の如何を問わずパルス伝達関数を同定して
から、Ｓ領域の伝達関数に変換し、このＳ領域の
伝達関数から制御器の制御定数を決定しているの
で、制御サンプル周期を長くして制御定数を簡単
な演算手段でゆつくりと計算することで格別に高
速演算可能な大型計算機を使用することなく制御
器の制御定数を決ることが可能となり、決定され
た制御定数によつて制御器の制御定数は最適に調
整されプロセスは安定に制御される。

しかも制御対象に対する制御量の変動があつて
も、所定の変動内に入るようにＭ系列同定信号の
振幅と周期とを自動的に調整できるので、制御量
の変動量をユーザの許容範囲内でしかも短時間で
同定できることから制御対象となるプロセスの試
運転調整期間がほとんど不要となる。またその変
動量がユーザの許容範囲内なので、プロセスの特
性を劣化させたり、機器を破損してしまうことが
全くなくなる。

すなわちPIDコントローラなどの制御演算装置
の制御定数をすでに使用実績のある調整則により
決定し、この仮りに設定した制御定数を用いて制
御対象の動特性を固定し、同定後にその制御定数
を最適に調整し、しかも制御量の変動を所定範囲
内に修正できるので閉ループ制御を続行させなが
ら、適確なしかも安全性の高いプロセス制御を自
動的に行なうことができる。このことはプロセス
の試運転期間をほとんど必要とせずに行き成り本
運転に入ることができ、結果としてプロセスの試
運転調整期間の経費を大幅に削減することができ
る。

更に本発明のプロセス制御装置では、その同定
信号として自己相関関数が白色ノイズに極めて近
いＭ系列信号を用いているので、あらゆる周波数
成分を持つていることから、従来の過渡応答法、
周波数応答法、リミツトサイクル法などによるこ
の種装置と比べ、より短時間に制御対象の主時定
数程度の時間でインパルス応答が同定でき、しか
もこの同定信号は２値に制限されたＭ系列信号を
用いているので制御対象の出力（制御量）を乱す
ことが少ない。また同定演算部に用いたカルマン
フイルタは、統計的な最小２乗法の時系列処理を
行なつているので、制御対象からフイードバツク
されるフイードバツク信号がノイズに乱されても
そのノイズによる同定結果の乱れの効果を軽減す
る働きがあり、また逐次データが入力する毎にそ
の同定結果を修正していくので、従来装置の相関
法のような処理を行なう場合の多量のデータ格納
領域を必要とせず従つてハードウエアの量を小規
模におさえることができる。

なお上述した本発明の実施例では、閉ループ制
御中で制御対象の動特性を同定している例を示し
たが、制御定数の制御ゲインをゼロとした場合は
制御対象に対し、開ループモードとなる。この時
の開ループでも操作信号には同定信号が加算され
ているので、制御対象を固定することができる。

更に本発明によるプロセス制御装置は、制御対
象を同定する際の時系列データに目標値信号成分
が入つており、同定中に目標値の変更があつても
その目標値の変化に対する制御対象の変化を含め
て処理するので、得られる同定結果に何ら影響を
与えることがない。

なお本発明の装置を構成する各プロセスは、デ
ジタルシステムで構成でき、簡単にマイクロコン
ピユータを用いてデジタルプロセスコントローラ
化することができる。またプロセスは、その動特
性が安定であれば、常に同定操作をする必要はな
く、同定完了を思われる時期に同定信号を停止
し、通常の制御を行なえば良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例であるプロセス制御
装置を示すブロツク図、第２図および第４図はイ
ンパルス応答波形を示す曲線図、第３図および第
５図は本発明の実施例を説明するフロー図であ
る。 １……制御対象（プロセス）、２……目標値信
号発生装置、３……PID制御演算装置、４……同
定信号発生部、５……中央制御部、６，７，８…
…フイルタ、９……MA同定モデル部、１０……
同定演算部、１１……制御定数演算部、１２……
同定信号振幅周期設定部、１３……信号分散演算
部、１４……同定信号振幅周期修正部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 制御対象となるプロセスの制御量をフイード
   バツクするフイードバツク信号と前記プロセスの
   制御量の目標値を設定してなる目標値信号との偏
   差を演算して得られる偏差信号からサンプル制御
   周期毎に制御定数に従つて制御演算して演算出力
   信号を発生する制御演算装置と、前記プロセスの
   動特性を同定するための同定信号を発生する同定
   信号発生部と、前記同定信号を前記演算出力信号
   に加算して操作信号を生成し前記プロセスに入力
   する加算部と、少なくとも前記同定信号発生部と
   前記フイードバツク信号とを入力して前記プロセ
   スのパルス伝達関数の係数を同定する同定演算部
   と、この同定演算部で演算した結果から前記プロ
   セスの制御定数を演算して前記制御演算装置の制
   御定数を調整するよう構成した制御定数演算部と
   前記同定演算部で同定したパルス伝達係数のイン
   パルス応答の形状と制御量変動の分散値とにより
   前記同定信号の振幅と周期を修正する同定信号修
   正手段とを具備してなることを特徴とするプロセ
   ス制御装置。 ２ 同定信号発生部とＭ系列同定信号との振幅と
   周期を制御対象となるプロセスの設定定数に基づ
   いて決定する構成としたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のプロセス制御装置。