JPS6143359Y2

JPS6143359Y2 -

Info

Publication number: JPS6143359Y2
Application number: JP17931680U
Authority: JP
Priority date: 1980-12-13
Filing date: 1980-12-13
Publication date: 1986-12-08
Also published as: JPS57102292U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は、可聴周波数帯域範囲を幾つかの帯域
に分割し、それぞれの帯域範囲で良好な音響再生
特性を持つスピーカを使用して高忠実度の音響再
生を行なうスピーカ・システム用帯域分波回路に
関するものである。

従来からこのような帯域分波回路には例えば直
列型6db／octネツトワークと呼ばれる１素子直列
型又は並列型や、直列型12db／octネツトワーク
と呼ばれる２素子直列型などの種々のものが知ら
れているものの、例えば１素子直列型又は並列型
では高音用スピーカと低音用スピーカに供給する
電力に90度の位相差を与えるため両スピーカが一
体で鳴る感じが得られないと共に、遮断特性が不
充分となる欠点があり、２素子直列型では理論的
に定抵抗性とならない上、平坦な音圧周波数特性
が得られない問題点がある。従つてこのようなネ
ツトワークは実際には殆ど使用されず、一般に第
１図に示す２素子並列型と呼ばれる分波回路が専
ら用いられている。この分波回路は、低音用スピ
ーカＷと並列にキヤパシタＣを接続し、高音用ス
ピーカＴと並列にキヤパシタＬを接続し、前記キ
ヤパシタＣをインダクタL′を経て信号入力端子１
及び２間に接続し、更に前記インダクタＬをキヤ
パシタC′を経て入力端子１及び２間に接続した
ものである。このような分波回路では電力和は一
定であるが、そのままでは音圧周波数特性が境界
周波数付近で盛り上るので、高音と低音のカツト
オフ周波数を変えて平坦な特性を得るようにして
いるのが通常である。然しこれでは入力端子１，
２から見て定抵抗性とならず、増巾器側に大きな
仕事が課せられることになる。又、増巾器の内部
抵抗が小であれば、音色補償効果はなく、低音用
スピーカＷと高音用スピーカＴとが分離して聞え
易いということになる。このように、従来のスピ
ーカ・システムの構成方法に於いては、分波回路
が前述のような音色の差の補償、音響的結合度を
高めた場合の平坦な周波数特性の保証或いは素子
感度の軽減について殆ど考慮されていないため
に、たとえ各帯域用として計測上も聴感上も優秀
なスピーカ・ユニツトを使用し、帯域分波回路素
子として高価な性能の良いキヤパシタ・インダク
タを用いても、各帯域のスピーカ・ユニツトが一
体感なく鳴る印象を与える結果になる場合を屡々
経験する。

このため、スピーカ・システムの開発に当つて
はレコード・録音テープ等の各種のミユージツク
ソースを再生試聴し、理論的に設計された分波回
路の素子定数を反復修正するという過程が不可欠
である。然しそのような修正の結果として、分波
回路の入力点から見た定抵抗性が失なわれ、分波
回路自体で過渡現象を生ずることにより、スピー
カ・ユニツトそのものの音色的特徴、所謂くせに
加えて分波回路の音色までが混合されることとな
り、いわばくせで聞かせるシステムとなり易い。
従つてクラシツク・ジヤズ・ポピユラー、ボーカ
ル・器楽、管・弦、ソロ・大編成といつた巾広い
領域の音楽再生を方遍なくこなすスピーカ・シス
テムの実現は極めて困難であつた。

本考案の目的は、上述した従来の問題点を根本
的に解決し、音色の差の補償、音響結合度を高め
た場合の平坦な周波数特性の保証、素子感度の軽
減等を有効に達成することが可能なスピーカ・シ
ステム用帯域分波回路を提供することにあり、そ
の内容は、再生すべき入力信号が供給される第１
及び第２の入力端子間に第１のキヤパシタC₁と
第１のインダクタL₁との直列回路を接続し、低
音用スピーカのプラス及びマイナス側端子にそれ
ぞれ接続される第１及び第２の低音用出力端子間
に第２のキヤパシタC₂を接続し、高音用スピー
カのプラス及びマイナス側端子にそれぞれ接続さ
れる第１及び第２の高音用出力端子間に第２のイ
ンダクタL₂を接続し、前記第１のキヤパシタC₁
と第１のインダクタL₁との接続点である中間点
と、前記第１の低音用出力端子との間には、第３
のインダクタL₃と第１の抵抗R₁との並列回路を
挿入し、前記第１の高音用出力端子と前記中間点
との間には第３のキヤパシタC₃と第２の抵抗R₂
との並列回路を挿入し、前記第１の入力端子を前
記第２の低音用出力端子に接続し、前記第２の入
力端子を前記第２の高音用出力端子に接続したこ
とを特徴とするものである。

本考案を第２図に図示の実施例に基づいて詳細
に説明する。

信号源Ｓに接続され、再生すべき入力信号が供
給される第１及び第２の入力端子１及び２間に第
１のキヤパシタC₁と第１のインダクタL₁との直
列回路を接続する。低音再生用スピーカＷに接続
される第１及び第２の低音用出力端子３及び４間
には第２のキヤパシタC₂を接続する。この場
合、低音用スピーカＷのプラス側端子を第１の出
力端子３に接続し、マイナス側端子を第２の出力
端子４に接続する。高音再生用スピーカＴのプラ
ス側及びマイナス側端子にそれぞれ接続される第
１及び第２の高音用出力端子５及び６間に第２の
インダクタL₂を接続する。第１のキヤパシタC₁
と第１のインダクタL₁との接続点は中間点７を
構成し、この中間点７と第１の低音用出力端子３
との間には第３のインダクタL₃と第１の抵抗R₂
との並列回路を挿入し、中間点７と第１の高音用
出力端子５との間には、第３のキヤパシタC₃と
第２の抵抗R₂との並列回路を挿入する。又、第
１及び第２の入力端子１及び２はそれぞれ第２の
低音用及び高音用出力端子４及び６に直接接続す
る。

以上に於いて、キヤパシタC₁、C₂、C₃の容量
値は、使用スピーカの公称インピーダンスをＺ
（Ω）、分波境界波数をｆとするとき、 C₁＝C₂＝C₃＝１／（２πfZ）とする。

又、インダクタL₁、L₂、L₃のインダクタンス
は、 L₁＝L₂＝L₃＝Ｚ／（２πｆ）とし、抵抗R₁、
R₂の抵抗値はR₁＝R₂＝Ｚとする。

低音用出力端子３及び４間にＺ（Ω）の負荷を
接続した場合、第２のキヤパシタC₂はこれと並
列になり、第１の低音用出力端子３と中間点７と
の間に接続された第３のインダクタL₃及び第１
の抵抗R₁は、負荷Ｚと第２のキヤパシタC₂との
並列接続された回路のインピーダンス補償回路と
して働くので、低音用負荷Ｚ、C₂、L₃及びR₁の
合成インピーダンスは抵抗性のＺ（Ω）となり、
中間点７と第１の入力端子１との間に接続された
第１のキヤパシタC₁がこれと並列になる。

第１及び第２の高音用出力端子５及び６間にＺ
（Ω）の負荷を接続した場合も同様に第３のキヤ
パシタC₃と第２の抵抗R₂が高音用負荷Ｚと第２
のインダクタL₂の並列接続に対するインピーダ
ンス補償回路として働き、高音用負荷Ｚ、L₂、
C₃及びR₂の合成インピーダンスは抵抗性のＺ
（Ω）となり、中間点７と第２の入力端子２との
間に接続された第１のインダクタL₁がこれと並
列となる。

従つて第３図に示すように第１及び第２の入力
端子１及び２から見た負荷は、第１のキヤパシタ
C₁とＺの合成抵抗の並列接続及び第１のインダ
クタL₁とＺの合成抵抗の並列接続を直列接続し
た形態となり、そのインピーダンスは抵抗性のＺ
（Ω）である。即ち、本考案に係る分波回路は入
力端子１、２から見た抵抗性を保証することとな
るが、これは信号源Ｓとして用いられる増巾器の
動作上重要な特性である。

次に入力端子１及び２間に対する低音側出力端
子３及び４の電圧利得は、ωを基準化角速度、ｊ
を虚数単位として、Ｇ_L＝１／（１＋ｊω）^２で与えられ、高音側出力端子及び６の電圧利得は同様に、Ｇ_H＝ω^２／（１＋ｊω）^２となり、両者の和はＧ_L＋Ｇ_H＝（１＋ω^２）／（１＋ｊω）^２とな
り、 1G_L＋Ｇ_H １≡１が成立する。

これらから低音用スピーカＷと高音用スピーカ
Ｔは同相で駆動され、それぞれの入力電圧の和は
位相差を除いて入力電圧に等しいことが判る。同
相で駆動される２個のスピーカの合成音圧は、ス
ピーカ相互の音響的結合が密である場合、両スピ
ーカへの入力電圧の和によつて定まることから、
この性質はスピーカ・システムとしての周波数特
性の平坦性を確保する上で重要である。

従来用いられている分波回路では、低音側出力
と高音側出力の電圧和でなく、電力和が平坦とな
るような特性を有するため、スピーカ間の音響的
結合を疎にするか、高音用と低音用の遮断周波数
を異なるようにしないと、境界周波数付近に於け
る音圧の盛り上りが生ずることとなる。スピーカ
間の音響的結合を疎にした場合は、各スピーカが
一体感なく鳴ることとなり、遮断周波数を異なる
ようにした場合は入力端子から見た定抵抗性が失
なわれ、分波回路で過渡現象を生じ、何れにして
も良好な音響再生は期待できない。

本考案に係る分波回路に於いては、ダンプ抵抗
R₁、R₂の存在が、平坦な音圧周波数特性と入力
端子１、２から見た定抵抗性を両立させているの
で、従来方式に於ける前述したような操作が不要
となり、スピーカ・システム開発の生産性が著し
く改善される。ダンプ抵抗R₁、R₂の効果は、こ
れ以外にも、スピーカに対して直列に接続される
形式となる第３のインダクタL₃及び第３のキヤ
パシタC₃に対しダンプ抵抗R₁及びR₂がそれぞれ
並列に接続されていることにより、コイルやコン
デンサ箔の振動によるインダクタンス、キヤパシ
タンスの微少変化、抵抗分、その他による各種の
損失等の影響が大きく軽減される。この種の特性
は現在のところ計測不能に近い微少レベルの現象
であるが、聴感上は明瞭に識別されるため、非常
に高価な性能の良いインダクタや、キヤパシタが
用いられる傾向にある。然し従来方式の中で最も
一般的に用いられている第１図のような分波回路
に於いて、信号源Ｓのインピーダンスが無視し得
る場合には、スピーカ側から見た回路は第４図の
ように、LC並列共振回路となつているので、素
子の僅かな欠点も共振回路で拡大されることとな
り充分な成果が得られない。又、信号源インピー
ダンスの一部をなす給電ケーブル、即ちスピー
カ・コードの微視的特性もこの共振回路のＱに関
係するために、非常に拡大された状態で聴感特性
に影響を与えることになる。

これに対し、本考案に係る帯域分波回路に於い
て信号源インピーダンスを無視し得る場合には、
低音用出力端子３、４から見た回路は第５図のよ
うになる。ここでも第１のキヤパシタC₁と第１
のインダスタL₁とから成る並列共振回路が存在
するが、C₃、R₂、L₂及び高音用負荷Ｚの合成抵
抗でダンプされており、かつC₂、L₃及びR₁の存
在によつても共振が抑制されるので、第４図に於
ける前述のような問題は生じない。高音側につい
ても同様であるから、本考案に係る分波回路につ
いては、インダクタ、キヤパシタ等の素子及び信
号給電ケーブルの特性による音質への影響度合は
従来方式と比較し著しく低減されるといえる。

又、音色補償効果について説明すると、スピー
カの音色は過渡特性によるものであるという見方
が一般的である。即ち、入力が存在しなくなつて
も、短時間の間スピーカは振動を続け、ボイスコ
イルにはその振動によつて電圧が発生するので、
スピーカから見て外部に負荷抵抗を与えることに
より、電力としてエネルギが吸収され過渡特性が
改善されるということが定説となつている。従来
方式の分波回路に於いては、第４図からこのスピ
ーカから見た負荷は共振回路であり、特に境界周
波数付近ではそのインピーダンスは無限大とな
り、スピーカの過渡振動は振動系と音響負荷によ
つてのみ制動されることになる。然し過渡特性は
スピーカ個有のものであり、低音用スピーカＷの
過渡振動と高音用スピーカＴのそれとは独立と考
えられる。従つて入力信号に基づく振動に対する
音響負荷が、スピーカ相互の音響的結合による相
互放射インピーダンスによつて比較的高くなつて
いる場合でも、過渡音に対しては相手のスピーカ
が無関係な動きをしているので、音響負荷が低下
し結果として過渡振動の継続時間は極めて長くな
ると考えられる。

これに対し本考案に於いては、第５図から推定
できるように低音用スピーカＷを発電機と見れ
ば、高音用負荷に対して電圧が供給されることに
なる。この伝達利得は低音用スピーカＷの内部抵
抗をＺ（Ω）として計算すると、ωを基準化角速
度、ｊを虚数単位とするとき、−ω^２／（１＋ｊ
ω）^４であり、特にω＝１では1/4となる。従つ
て、低音用スピーカＷの過度振動による起電力は
境界周波数付近では同相で高音用スピーカＴに伝
達されるため、過渡特性の良い高音用スピーカＴ
は低音用スピーカＷとよく似た音色で鳴ることと
なる。しかも相互放射インピーダンスによる音響
負荷も掛ること、低音用スピーカＷから見た負荷
インピーダンスが境界周波数付近でＺの1/3程度
と比較的低いことなどから過渡特性自体が改善さ
れるので、よく制動され一体感のあるスピーカ・
システムが容易に実現可能となる。尚、高音用ス
ピーカＴの過渡振動も同様に低音用スピーカＷに
伝達されるが、一般的に高音用スピーカＷの能率
が高く減衰器を用いる場合が多いことと、スピー
カ自体にホーン型等の過渡特性のよいものを入手
し易いことなどの理由から、実際には低音用スピ
ーカＷの音色に高音側を合致させることとなる場
合が多い。

以上説明したように本考案に係るスピーカ・シ
ステム用帯域分波回路によると、音色の良い低音
用スピーカと過渡特性の良い高音用スピーカさえ
得られると、容易に音色が良く広帯域のスピー
カ・システムを構成でき、スピーカ・システム開
発の生産性が著しく改善されると共に、使用素子
や給電ケーブルも普通のもので済むため、低価格
で良質のスピーカ・システムの供給が可能とな
る。即ち、各帯域を受持つスピーカの音色の差を
帯域の境界周波数付近で自動的に補償せしめる効
果と、各帯域を受持つスピーカ相互の音響的結合
を密になるようなスピーカ配置を行つた場合に、
平坦な再生周波数特性を得られるような分波特性
を有するのみならず、構成中の並列ダンプ抵抗の
効果によつて、使用するキヤパシタ及びインダク
タ等の素子品質が再生音質に及ぼす影響を最小限
度に留めることができるので、容易に高忠実度の
スピーカ・システムが構成できることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の２素子並列型の分波回路の回路
構成図、第２図は本考案に係るスピーカ・システ
ム用帯域分波回路の回路構成図、第３図は第２図
の入力端から見たインピーダンスが抵抗性となる
ことを示す説明図、第４図は第１図に示した従来
方式の分波回路の出力端子から見たインピーダン
ス特性を示す概念図、第５図は第２図に示した本
考案に係る分波回路の低音側出力端子から見た概
念図である。符号１，２は入力端子、３，４は低音用出力端
子、５，６は高音用出力端子、７は中間点、Ｗは
低音用スピーカ、Ｔは高音用スピーカ、C₁，
C₂，C₃はキヤパシタ、L₁，L₂，L₃はインダク
タ、R₁，R₂は抵抗である。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

再生すべき入力信号が供給される第１及び第２
の入力端子間に第１のキヤパシタC₁と第１のイ
ンダクタL₁との直列回路を接続し、低音用スピ
ーカのプラス及びマイナス側端子にそれぞれ接続
される第１及び第２の低音用出力端子間に第２の
キヤパシタC₂を接続し、高音用スピーカのプラ
ス及びマイナス側端子にそれぞれ接続される第１
及び第２の高音用出力端子間に第２のインダクタ
L₂を接続し、前記第１のキヤパシタC₁と第１の
インダクタL₂との接続点である中間点と、前記
第１の低音用出力端子との間には、第３のインダ
クタL₃と第１の抵抗R₁との並列回路を挿入し、
前記第１の高音用出力端子と前記中間点との間に
は第３のキヤパシタC₃と第２の抵抗R₂との並列
回路を挿入し、前記第１の入力端子と前記第２の
低音用出力端子に接続し、前記第２の入力端子を
前記第２の高音用出力端子に接続したことを特徴
とするスピーカ・システム用帯域分波回路。