JPS6142513B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は制御整流器、又はチヨツパ等の直流電
圧制御機能を有し、かつ逆変換器も制御機能を有
するインバータの制御方式に関する。

同一部に同一記号を付して示す第１図乃至第５
図は従来のインバータ装置の構成図である。

第１図は制御整流器１、直流フイルタ回路２、
逆変換器３、出力変圧器４、交流フイルタ回路８
より主回路が構成される。逆変換器３は基準発振
１０の出力を分周器１１、ゲート回路１３を介し
て得られる常に一定な位相の制御信号により動作
し、制御整流器１は出力装置検出器１４、誤差増
幅器１５をを介して得られる位相制御信号１６に
より制御される制御整流器１の位相制御回路２
４、ゲート回路２３により出力電圧を一定に保つ
様制御される方式である。

第２図は整流器５、直流フイルタ２，７、チヨ
ツパ回路６、逆変換器３、出力変圧器４、交流フ
イルタ回路８より主回路が構成される。逆変換器
３は第１図と同様に一定な位相の制御信号により
動作し、チヨツパ回路６は基準発振器１０の出力
を分周器３１を介して得られるパルスを第１図と
同様にして得られる位相制御信号１６によりシフ
トする移相器３２、ゲート回路３３により出力電
圧を一定に保つ様、制御される方式である。

第３図は整流器５、直流フイルタ回路２、逆変
換器３、出力変圧器４、交流フイルタ回路８より
主回路が構成される。逆変換器３は基準発振器１
０の出力を分周器１１を介して得られるパルスを
第１図と同様にして得られる位相制御信号１６に
よりシフトする移相器１２、ゲート回路１３によ
り出力装置を一定に保つ様、制御される方式であ
る。

第４図は第１図と同様の主回路で構成される。
制御整流器１は直流装置検出器を含んだ誤差増幅
器１７を介して得られる位相制御信号１８により
制御される制御整流器１の位相制御回路２４、ゲ
ート回路２３により直流電圧を一定に保ち、逆変
換器３は第３図の方式と同様に出力電圧を一定に
保つ様制御される方式である。

第５図は第２図と同様の主回路で構成される。
チヨツパ回路６は第４図と同様にして得られる位
相制御信号１８により、基準発振器１０の出力を
分周器３１を介して得られるパルスをシフトする
移相器３２、ゲート回路３３によりチヨツパ出力
の直流電圧を一定保ち、逆変換器３は第３図と同
様に出力電圧を一定に保つ様、制御される方式で
ある。

しかして、第１図においては直流のリプルを押
えるため直流フイルタ回路２が大となり、負荷急
変等の過渡時の応答が遅く、又、交流入力側の位
相制御のために入力電源の力率低下、及び高調波
の増大をもたらす。又、直流入力側での制御のた
め、交流入力断時のバツクアツプ用として蓄電池
を接続する無停止電電源に使用せず、用途が限定
される。

第２図のものは、チヨツパでの制御のため、交
流入力側に及ぼす影響は第１図に比して少なく、
又、無停電電源にも適用できるが、チヨツパ回路
６の出力に平滑用直流フイルタ回路７を必要とす
るため、フイルタによる制御遅れは余儀なくされ
る。本方式は制御遅れを補償するため、チヨツパ
回路６の動作周波数を高くして、平滑用直流フイ
ルタ７の時定数を低くし、制御遅れを少なくする
方法もとられるが、チヨツパの動作周波数は使用
部品及び制御上より、限界が生ずる。

第１図、第２図のものは共に、逆変換器３の制
御を施さず、常に一定な出力位相を有するため、
インバータ装置の出力に含まれる高調波成分は、
常に一定となり、交流フイルタ回路８は軽減され
る。

第３図のものは直流フイルタ回路２の時定数に
拘らず、出力電圧の変動に対して、極めて速い制
御が可能であるが、インバータ装置の出力波形が
制御により変化するため、出力に含まれる高調波
成分が位相制御角により異なり、交流フイルタ回
路８は位相制御角の変動内で設計する必要があ
り、大きなものとなる。

第４図、第５図のものは、逆変換器３の直流入
力が一定に保たれるため、逆変換器３は負荷変動
による出力変圧器４、交流フイルタ回路８のレギ
ユレーシヨン分を補償する制御を施せば良いが、
反面、逆変換器３は、位相制御角が変動するた
め、インバータ装置の出力に含まれる高周波除去
用の交流フイルタが第３図のもの程ではないが、
相当量必要である。

又、出力の変動に対しては、極めて速い制御が
可能であるが全く独立した２組の制御系を有する
ため、制御系が複雑となる。

本発明の目的は、上記事情に鑑みなされたもの
で簡単な制御系により広範囲のインバータ装置に
適用でき、かつ制御応答が速く、安定で、インバ
ータ装置の出力の高周波成分を常に一定に保ち、
交流フイルタを軽減するようにしたインバータの
制御方式を提供することにある。

以下、図面を参照して、本発明の一実施例を説
明する。第６図は本発明の一実施例を示す構成図
で整流器５、直流フイルタ回路２、チヨツパ回路
６、直流フイルタ回路７、逆変換器３、出力変圧
器４により主回路が構成され、チヨツパ回路６は
従来の出力電圧検出器１４の出力と、図示しない
電圧の基準値との偏差を誤差増幅器１５により増
巾された位相制御信号１６により、基準発振器１
０の出力を分周器３１を介して得られるパルスを
シフトする移相器３２、ゲート回路３３によりサ
イリスタをドライブする制御系であり、定常時
は、出力電圧を一定に保つ様制御する。逆変換器
３の制御系は出力電圧検出器１４、誤差増幅器２
５、位相制御信号２６、移相器１２、ゲート回路
１３により構成される。誤差増幅器２５は定常状
態では動作せず、負荷急変等の出力電圧急変時の
み一時的に動作する。すなわち定常時出力電圧を
制御するチヨツパ回路６は直流フイルタ回路７に
より、過渡時は制御が遅れるため、過渡時は逆変
換器３のパルス巾制御により出力電圧が制御され
る。誤差増幅器２５はチヨツパ回路６の制御系が
応答するまで、すなわち２〜３サイクル程度動作
する。従つて過渡時は、誤差増幅器２５によつて
逆変換器３が一時的に出力電圧を制御し、２〜３
サイクル後にチヨツパ回路６の制御系に置き換わ
ることになり、再び、チヨツパ回路６による定常
時の制御系に復する。第７図は第６図の誤差増幅
器１５，２５の一実施例を示す構成図で、出力電
圧検出器１４の出力は、各々チヨツパ回路６の誤
差増幅器１５の入力、及び、逆変換器３の誤差増
幅器２５の入力となる。チヨツパ回路６の制御系
は出力電圧検出値４０と電圧基準４１を比較し、
誤差増幅器１５を介して、位相制御信号１６とな
る。逆変換器３の制御系は出力電圧検出値４０を
微分器４２を介して、逆変換器３の位相基準４３
と加算され誤差増幅器２５を介して位相制御信号
２６となる。すなわち、定常時は逆変換器３の位
相制御信号２６は位相基準４３に比して一定であ
るため、逆変換器３は一定な位相に制御される。
又、過渡時は微分器４２の作用により位相基準４
３に加算され誤差増幅器２５の時定数の時間だけ
位相制御信号２６により、逆変換器３が一時的に
制御される。チヨツパ回路６の直流フイルタ回路
７の時定数の遅れに等しく、誤差増幅器２５の時
定数が得られれば、その後の制御はチヨツパ回路
６にて行なわれることになり、逆変換器３は定常
時、常に一定な位相制御角で動作することにな
り、出力の高調波成分を一定に保つことができ
る。すなわち逆変換器３の定常時の位相制御角を
適当に選択すれば交流フイルタを軽減することが
できる。

以上のように、チヨツパ回路６で出力電圧の制
御を施すインバータ装置において、逆変換器３に
負荷急変時の電圧変動を抑制するパルス幅制御機
能を付加することにより、チヨツパ回路の制御の
遅れを補うことができ、制御の速応性のために動
作周波数を高くすることもない。

尚、第６図のチヨツパ回路６による直流制御
を、整流器５を制御整流器１に置き換えて行つて
もよい。

以上のように、本発明によれば、直流制御部の
制御の応答の遅れによる過渡時の出力電圧変動を
防止することができる。

又、更に位相制御による出力の高調波の増大も
なく交流フイルタ回路の軽減をすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第５図は従来装置のそれぞれ異なる
構成図、第６図は本発明の一実施例を示す構成
図、第７図は第６図の一部詳細図である。 １……制御整流器、２，７……直流フイルタ回
路、３……逆変換器、４……出力変圧器、５……
整流器、６……チヨツパ回路、８……交流フイル
タ回路、１０……基準発振器、１１，３１……分
周器、１２，３２……移相器、１３，２３，３３
……ゲート回路、１４……出力電圧検出器、１
５，２５……誤差増幅器、１６，１８，２６……
位相制御信号、４０……出力電圧検出値、４１…
…電圧基準、４２……微分器、４３……位相基
準、２４……位相制御回路、１７……直流電圧検
出器を含んだ誤差増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電圧を制御する機能を有する制御整流器
   又はチヨツパ装置と、該直流電圧を入力してパル
   ス幅変調制御により交流電圧を出力する逆変換器
   を備えたインバータ装置において、該交流電圧の
   変動分を所定の時定数の微分回路で検出し、その
   検出信号により前記逆変換器のパルス幅を制御す
   る手段を設け、負荷急変による一時的な電圧変動
   を抑制するようにしたことを特徴とするインバー
   タの制御方式。