JPS6142507B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電気角で互にπ／２の奇数倍の位相
差で設けられた２相のコイルの夫々に、その鎖交
磁束に比例した正弦波状の駆動電流を流すように
したモータに関し、特に２相交流駆動ブラシレス
直流モータに適用して最適なものである。

第１図は従来から知られている２相交流駆動ブ
ラシレス直流モータの断面図である。モータ軸７
にはトルク伝達のためのプーリー６を介してデイ
スク状のロータヨーク４が取付けられている。ロ
ータヨーク４の下面には断面が長方形のリング状
マグネツト３が固着されている。モータ軸７は円
筒状軸支持部材５の内部に装着された軸受８ａ，
８ｂ，８ｃによつて回転自在に支持されている。
また軸支持部材５の外周面には円板状のステータ
ヨーク１が取付けられ、このテータヨーク１の表
面上にはコイル２がマグネツト３と対向した状態
で取付けられている。

第２図は第１図のモータの駆動回路を示し、コ
イル２は２相のコイル２Ａ，２Ｂでもつて構成さ
れ、夫々は電気角でπ／２の奇数倍の位相差で設
けられている。またマグネツト３には周方向に沿
つてほぼ正弦波状の着磁を行つている。ステータ
ヨーク１上には、２相のコイル２Ａ，２Ｂの夫々
と同相または電気角で２πの整数倍の位相でホー
ル素子１０ａ，１０ｂが設けられている。これら
のホール素子からは各コイル２Ａ，２Ｂの鎖交磁
束に比例した検出信号が夫々得られ、この検出信
号は駆動回路９ａ，９ｂに供給される。従つて、
コイル２Ａ，２Ｂには、ホール素子１０ａ，１０
ｂの出力に応じて各コイルの鎖交磁束に比例した
正弦波状の駆動電流が流される。従つて、各コイ
ルの駆動電流と鎖交磁束とによつて形成されるト
ルクは夫々sin²θ及びcos²θ（θ：回転角）に比
例して得られ、この結果、トルクの和は回転角に
無関係に一定となる。即ち、トルクリツプル及び
ノイズの少ないモータを得ることができる。

第３図は上述のようなブラシレス直流モータの
特性曲線を示すグラフである。第３図において、
Ａ及びＢは２種類のモータのトルク−角速度特性
（静特性）を示し、Ｃ及びＤはＡ及びＢに夫々対
応するトルク−電流特性を示している。

第３図に示すように、トルク−角速度特性Ａ，
Ｂは垂下性を示す。即ち、角速度（回転速度）が
増加したときモータの発生トルクが減少する。こ
れはモータが粘性抵抗を有していることを意味す
る。トルク−角速度特性の傾きの逆数を機械粘性
係数μ（＝ΔＴ／Δω；単位ｇ・cm／ｒａｄ／ｓｅｃ）
とする と、μの値を大きくすることによつて特性の良い
モータを得ることができることが知られている。
即ち、μを大きくするほどトルク−角速度特性の
傾きが小さくなり、負荷変動に対する速度変動が
小さくなる。従つて、速度サーボをかける場合、
第３図のＢのモータよりＡのモータの方が制御し
やすさの面で優れていると言える。

また負荷を含むモータのロータの慣性モーメン
トをJmとすると、モータの立上りの時定数は、
τ＝Jm／μで定まる。従つて、μが大きいほど
立上り時定数が小さくなり、慣性モーメントJm
を小さくするのと同等の効果を得ることができ、
また定速サーボをかけているとき負荷変動による
速度変動に対して復元力が大きい。即ち、Ａのモ
ータの方がパワーのあるモータであると言える。
更に、μを大きくすることによつて動作電流をよ
り小さくすることができ、駆動電圧が同じであれ
ば消費電力をより少なくすることができる。

従来この種のモータは、経験、試行錯誤によつ
て設計されており、同一の界磁マグネツトサイズ
のモータに関して機械粘性係数μの値をより大き
くするような設計はなされていなかつたのが実情
である。

本発明は上述の問題点にかんがみてなされたも
のであつて、同一マグネツトサイズのモータに関
して機械粘性係数の値をより大きくして、定速サ
ーボがかけやすく、立上り時間が短く、消費電力
がより小さく、また各部寸法が不必要に大きくな
らないモータを提供することを目的とする。

以下本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第４図及び第５図は本発明のブラシレスモータ
の各部の寸法を示すためのもので、第４図はマグ
ネツト３及びコイル２の部分断面図、第５図はマ
グネツト３及びコイル２の部分平面図である。

本実施例のモータは、第１図と実質的に同一の
構成でマグネツト３は８極に着磁されている。第
４図に示すようにリング状のマグネツト３のモー
タ半径方向の巾をｂ、厚さをｃ、巾ｂの中心半径
をａとする。またマグネツト３とステータヨーク
１との間の空隙長をｄ、マグネツト３とコイル２
の表面との間の空隙長をｅとする。

第５図に示すように、コイル２Ａ，２Ｂは扇形
に巻装され、夫々はモータ半径方向に沿つた電気
角でほぼπの中心角θの一対のコイル部分と、周
方向に沿つた平均間隔（モータ半径方向の平均直
径）がｆのコイル部分とから成つている。２相の
コイル２Ａと２Ｂは互に3/2πの位相差で配置さ
れている。コイルの巻巾をｇとし、隣接するコイ
ル間のすき間をｈとする。なおコイル２Ａ，２Ｂ
の夫々と位置角で180゜の位置に、これらのコイ
ルの夫々と直列に接続されるコイル（図示せず）
が配置されている。

一般に、直流モータの導体に作用する力をＦ、
導体長さをｌ、導体の平均回転半径をＲ、導体に
流れる電流をＩ、導体の近くのギヤツプの磁束密
度をＢとすると、発生トルクＴは Ｔ＝Ｆ×Ｒ＝Ｂ・ｌ・Ｉ・Ｒ ……(1) となる。この場合、導体が磁界中で速度Ｒω
（ω：導体角速度）を持つことにより、 Ｅ＝Ｂ・Ｉ・Ｒ・ω ………(2) で表わされる逆起電圧が生ずる。逆起電圧定数
（導体の１回転に対する起電圧の比率Ｖ／ｒａｄ／ｓｅ
ｃ）を ｋ_vとすると、 ｋ_v＝Ｅ／ω ………(3) で表わされる。またモータ出力Ｔωはモータが消
費している電力EIに等しいから、 Ｔω＝EI ………(4) となる。導体の抵抗をRmとすると、 Rm＝Ｅ／Ｉ ………(5) 従つて、(1)〜(5)式より、機械粘性係数μは、 μ＝Ｔ／ω＝ｋ_v ^２／Rm ………(6) で表わされる。

逆起電圧定数ｋ_vは、導体本数Ｎ及びコイルの
形状に基く実質的な鎖交磁束を表わすための鎖交
係数αを考慮に入れると、第２式より、 ｋ_v∝Ｂ・ｌ・Ｎ・α・Ｒ ………(7) と表わされる。

第７式の磁束密度Ｂについて考察すると、従来
においてはＢの値は導体の存在する範囲内におい
てほぼ一定値とみなしていたが、実際には第６図
に示すようにモータの半径方向に所定の分布形状
を有していることが認められた。即ち、ステータ
ヨーク１とマグネツト３との間の空隙長ｄが短い
場合は、第６図の曲線Ｈに示すようにほぼ均一な
磁束密度が得られるが、ｄが増加するに従つて磁
束のもれ係数が大きくなり最大磁束密度Bmが減
少すると共に、曲線Ｉで示すように磁束密度Ｂの
分布はモータ半径方向に広がる。

従つて、与えられたマグネツト３の形状材質、
空隙長ｄ及び残留磁束密度Brから最大磁束密度
Bmを計算することは困難となる。そこで第４図
の形状の数種のフエライトマグネツトを用いて空
隙長ｄを変化させ、Bmを測定して磁束のもれ係
数Ｆを逆算した結果、Ｆの値は第７図に示すよう
な直線Ｊ，Ｋ上に乗ることが確かめられた。なお
もれ係数Ｆは、μ_nをマグネツトの透磁率とする
と、 Ｆ＝Ｂｒ／Ｂｍ−μ_nｄ／ｃ………(8) 式で計算し、第７図の縦軸は対数目盛lnFで表わ
し、また横軸はマグネツト３の形状に応じた換算
空隙長d′＝√２ｄ／√で表示している。

第７図においてd′の小さい範囲では、もれ係数
は直線Ｊで近似され、これはマグネツト形状で定
まる幾何学的なパーミアンス計算とほぼ一致して
いる。しかし本実施例のようなモータでは、コイ
ル寸法の関係からd′が第７図の変曲点より大にな
ることが多く、直線Ｋで近似する必要がある。従
つて、第７図の直線Ｋに基いてもれ係数Ｆの実験
式Ｆ（d′）を定め、この式を基にして最大磁束密
度Bmを算出し得るようにする。即ち、第８式よ
り、 で計算することができる。

次にモータ半径方向の磁束密度の分布形状につ
いては、空隙長ｄが小さい場合は第６図曲線Ｈの
ようになるので、第９式で計算される最大磁束度
が均一に存在していると仮定しても誤差は少な
い。しかし空隙長ｄが大きい場合には、曲線Ｉで
示すように、マグネツト周辺部において導体に作
用する磁束数は減少する。従つて、空隙磁束密度
Ｂは適当な分布関数で表現する必要がある。これ
は、例えば、磁石表面に磁荷が一様に存在すると
仮定した二次元磁界分布関数でもつて近似するこ
とができる。この関数は第９式で定まる最大磁束
密度Bmをパラメータとして含んでいるので、空
隙磁束密度は関数Ｂ（ｄ、ｒ）で表わされる（ｄ
は空隙長の変数、ｒは半径方向の距離の変数であ
る）。

次に、第７式の鎖交係数αは、コイル２がモー
タ周方向に巾ｇを有していること及びコイルコー
ナ部分においては導体がモータ回転方向（接線方
向）に対して所定の角度を有していることによる
実効的な鎖交磁束の減少を表わす補正係数であ
る。本実施例のモータにおいては、マグネツト３
には周方向に沿つて正弦波状着磁を行つているの
で、巾ｇで周方向に分布しているコイル２の全導
体に対して上記関数Ｂ（ｄ、ｒ）で表わされる磁
束が均一に作用していない。従つて、補正係数
α′を導入して、巾ｇの全導体に対して平均的な
密度の磁束Ｂ（ｄ、ｒ）×α′が作用すると考える
必要がある。この係数α′はコイルの形状に応じ
て定まり、ｇ及びｒの関数として表わされる。

またトルクは磁束及び導体（電流）の夫々と直
角方向に生ずるので、コイルのコーナ部において
はモータの回転方向（接線方向）のトルクが減少
する。これは実質的な鎖交磁束が減少したことに
相当するので、α′と同様にα″なる補正係数を考
える必要がある。これらのα′、α″はまとめてα
（ｇ、ｒ）なる補正関数で表わすことができ、０
≦α＜１である。

以上の結果、第７式の逆起電圧定数ｋ_vは半径
ｒ_oにおける導体の微小長さΔｒについての和と
して求められる。即ち、 第５式の巻線抵抗Rmは、巻線の比抵抗をρ、
巻線をＮ、１巻きあたりの平均長さをＬ、巻線有
効断面積をＳとすると、 Rm＝N²ρＬ／Ｓ ………(11) と表わされる。従つて、第６、10及び11式より、
機械粘性係数μは、 となる。

第12式において、Ｓは第４図及び第５図の空隙
長ｄ、間隔ｅ、コイル巾ｇで定まり、Ｌはモータ
半径方向のコイル平均直径ｆ及び巻線ピツチ角θ
によつて定まる。またトルク発生に関与するコイ
ルの半径方向成分をできるだけ長くし得るように
コイル形状を第５図に示すような扇形とすれば、
寸法ｆ，ｇ，θによつてコイル形状が定まり、鎖
交係数αｎが決定される。従つて、機械粘性係数
μはコイル仕様（コイル線径及び巻き数）に関係
なく、モータ構造によつて定まる幾何学的寸法
ｄ，ｅ，ｇ，ｈ，θに基いて計算することができ
る。

上記寸法のうちｅはコイル２とマグネツト３が
接触しない程度に小さい所定値に設定しまたθは
マグネツトの磁極数によつて定められる。そして
製造精度及び電気絶縁を考慮して隣接コイル間の
すき間ｈを極小にとれば、ｇはθとｈによつて定
まる。従つて、第12式の機械粘性係数μは、マグ
ネツト３の寸法を固定すれば、ｆ及びｄの値によ
つて変化する。即ち、ｆを変化させれば、第12式
のαｎ及びＬが変化し、またｄを変化させれば、
第12式のＳ及びBnが変化する。

第８Ａ図及び８Ｂ図は夫々異なるサイズのマグ
ネツトＭ１及びＭ２に対して空隙長ｄを変化させ
たときの粘性係数μの変化（第12式に基く計算
値）を示している。なおマグネツトＭ１は、外
径・内径・厚みが夫々φ45×φ22×t7（単位：
mm）であり、第４図に示されるａ，ｂは、計算す
るとａ＝16.75mm、ｂ＝11.5mmとなる。またマグ
ネツトＭ２は、同様に外径・内径・厚みが夫々φ
160×φ100×t15（単位：mm）であり、ａ＝65
mm、ｂ＝30mmとなる。空隙長ｄが小さい場合に
は、コイルの断面積Ｓを大きくすることができな
いのでμが小さくなる。また空隙長ｄが大きい場
合には、磁束密度Bnが減少するのでμが小さく
なる。従つて第８Ａ図、８Ｂ図に示すようにμが
極大になる空隙長ｄが存在する。

第９図は上記マグネツトＭ１及びＭ２及び別の
マグネツトＭ３：φ55×φ25×t7及びＭ４：φ37
×φ25×t5について、粘性係数μの値を既述の換
算空隙長d′＝√２ｄ／√を横軸にして表示した
グラフである。

第９図から明らかなように種々のマグネツトに
ついて、0.15≦d′≦0.3にすると、粘性係数μを
大きくすることができ、この範囲ではμの変化が
μの極大値に対してほぼ−５〜−10％の範囲に納
まることが認められる。またこの範囲でμを極大
にすることができる。

なおμの計算値がわかり、かつ使用電圧E₀、
トルクT₀、回転角速度ω_０を与えれば、第３〜
６式に基いて動作点電流I₀を計算することができ
る。第８Ａ図にはμの変化に対するI₀の変化が合
わせて示されている。図からわかるようにμを大
きくすることによりI₀も小さく得ることが認めら
れる。即ち、μを大きくすることによつて、モー
タの消費電力を小さくすることができる。なお鉄
損の影響によつてμの極大値を与えるｄとI₀の極
小値を与えるｄとは一致していないが、μの極値
におけるI₀とI₀の極値との差ΔＩは極めて微少で
ある。

第１０Ａ〜１０Ｄ図は夫々マグネツトＭ１〜Ｍ
４に対してコイル平均直径ｆを変化させたときの
機械粘性係数μ（第12式に基く計算値）の変化を
示すグラフである。なお第１０Ａ図においては
種々の空隙長ｄについてのμのカーブが示され、
第１０Ｂ〜１０Ｄ図においてはｄを所定の値とし
たときのカーブが示されている。

第１０Ａ図〜１０Ｄ図に示すように、μが極大
になるコイル平均直径ｆが存在する。そしてｆの
値をマグネツトの巾ｂに対して±20％の範囲、即
ちｆ＝0.8b〜1.2bの範囲に選べば、粘性係数μを
大きくすることができ、またこの範囲においてμ
を極大に設定することができる。

以上のようにして0.15≦ｄ≦0.3または0.8≦
ｆ／ｂ≦1.2またはこれらの双方を満足する範囲
において適当な機械粘性係数を設定すれば、極め
て特性のよいモータを得ることができる。なおμ
が決定されれば、使用電圧E₀、トルクT₀、回転
角速度ω_０を与えることによつて動作点電流I₀及
び逆起電圧定数ｋ_vを計算することができる。但
し、この場合、トルクT₀にはモータの鉄損（ヒ
ステリシス損失及び過電流損失）を含める必要が
ある。そしてI₀及びｋ_vがわかれば第６式から巻
線抵抗Rmを求めることができ、また第11式に基
いて巻数Ｎを決定することができる。

なお上述の実施例においては、第５図に示すよ
うな扇形のコイルを使用したが、長円形もしくは
円形のコイルについても本発明を適用することが
できる。また本発明は、界磁マグネツトを固定子
とし、モータコイル、位置検出用マグネツトを回
転子とし、固定子側に配置した位置検出素子の検
出信号に基いて、正弦波状の駆動電流をスプリン
グを介して供給するようにしたモータにも適用す
ることができる。

本発明は上述のように構成したので、同一マグ
ネツトサイズのモータに関して機械粘性係数をよ
り大きく設定することができる。この結果、負荷
変動に対して速度変動が小さく、定速サーボがか
けやすいモータを得ることができる。また機械粘
性係数を大きくすることによつて立上り時間が短
く、制御特性の優れたモータにすることができる
と共に、動作電流を減少させて消費電力を少なく
することができる。更に、モータコイル寸法、空
隙長等を最適値に設定することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来から知られている２相交流駆動ブ
ラシレス直流モータの断面図、第２図は第１図の
モータの駆動回路図、第３図はブラシレス直流モ
ータの一般的な特性曲線を示すグラフ、第４図及
び第５図は本発明のブラシレスモータの各部の寸
法を示し、第４図はマグネツト及びコイルの部分
断面図、第５図はマグネツト及びコイルの部分平
面図、第６図は空隙磁界のモータ半径方向の分布
形状を示すグラフ、第７図は磁束のもれ係数と空
隙長の関係を示すグラフ、第８Ａ図及び８Ｂ図は
夫々異なるサイズのマグネツトに対して空隙長を
変化させたときの機械粘性係数の変化を示すグラ
フ、第９図は粘性係数と換算空隙長との関係を示
すグラフ、第１０Ａ図〜１０Ｄ図は夫々異なるマ
グネツトに対してコイル平均直径を変化させたと
きの機械粘性係数の変化を示すグラフである。 なお図面に用いられている符号において、１…
…ステータヨーク、２……コイル、３……マグネ
ツト、である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ モータ軸に直交する平面に電気角で互にπ／
   ２の奇数倍の位相差で設けられた２相のループ状
   のコイルの夫々に、その鎖交磁束に比例した正弦
   波状の駆動電流を流すようにしたモータにおい
   て、上記コイルの一部を構成するモータ周方向に
   沿つた一対のコイル部分のモータ半径方向の平均
   直径をｆとし、また上記鎖交磁束を形成する界磁
   マグネツトの環状磁極のモータ半径方向の巾をｂ
   とするとき、ｆ／ｂが0.8〜1.2の範囲の値を取る
   ように構成したことを特徴とするモータ。