DE2937962A1

DE2937962A1 - Gleichstommotor

Info

Publication number: DE2937962A1
Application number: DE19792937962
Authority: DE
Inventors: Yoshio Kishi; Masayuki Kondo
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1978-09-22
Filing date: 1979-09-20
Publication date: 1980-04-03
Also published as: JPS5543982A; FR2437096A1; NL7907110A; DE2937962C2; FR2437096B1; GB2032197B; US4283644A; GB2032197A; JPS6142507B2

Description

TER MEER - MÜLLER - STEINMEISTcR

SONY CORP. S79P89

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft einen Gleichstrommotor mit einem eine radial verlaufende ringförmige Fläche aufweisenden Feldmagneten und mindestens einem schleifenförmigen und in einer zu der Magnetfläche parallelen Ebene liegenden Spulenelement, welches relativ zur Mitte der ringförmigen Fläche innen sowie außen liegende und in Umfangsrichtung verlaufende Schleifenabschnitte aufweist, wobei der Magnet und jedes der Spulenelemente um eine durch das Zentrum der ringförmigen Fläche gehende Achse zueinander drehbar sind.

Motoren der genannten Art können auch als bürstenlose Flachmotoren bezeichnet werden. Bekanntlich haben Gleichstrommotoren eine "sinkende" Drehmoment/Drehzahlcharakteristik, das heißt, mit steigender Drehzahl bzw. Winkelgeschwindigkeit fällt das von dem Motor abgegebene Drehmoment ab. Nach dem Kehrwert des Anstiegs der Drehmoment/Drehzahl- Kennlinie wird ein mechanischer Nachwirkfaktor μ definiert/ ein Gleichstrommotor mit einem großen μ-Wert läßt gute Betriebseigenschaften erwarten .Beispielsweise zeigt ein Gleichstrommotor mit einem großen mechanischen Nachwirkfaktor μ ein sehr günstiges Drehzahlverhalten, das heißt, er wird bei Laständerungen weniger Zeit zum Obergang von einer zur anderen Drehzahl benötigen. Ferner kann ein Motor mit einem größeren μ-Wert ein größeres Drehmoment abgeben.

Außerdem läßt sich mit steigendem μ-Wert bei einer gegebenen Spannung der aufgenommene Arbeitsstrom und damit der Leistungsverbrauch des Motors reduzieren. Insgesamt wird ein Motor mit einem großen μ-Wert günstige Betriebswerte aufweisen.

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Bisher sind Gleichstrommotoren der eingangs genannten Art stets durch Versuche entwickelt worden; niemand hat sich bisher bemüht, durch gezielte Anhebung des mechanischen Nachwirkfaktors μ die Arbeitscharakteristiken eines solchen Motors zu verbessern. Daher sind die Eigenschaften von bekannten Gleichstrommotoren der genannten Art äußerst mangelhaft.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Gleichstrommotor der genannten Art aufzuzeigen.

Die erfindungsgemäße Lösung der gestellten Aufgabe ist im Patentanspruch 1 angegeben. Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung besteht in der Erkenntnis, daß durch gezielte Anhebung eines als "mechanischer Nachwirkfaktor μ" bezeichneten Beiwertes die Betriebseigenschaften eines bürstenlösen Gleichstrommotors wesentlich verbessert werden können. Ein günstiger μ-Wert kann jetzt aus den geometrischen Abmessungen errechnet werden.

In Weiterbildung des Erfindungsgedankens wird ein reduzierter Luftspalt d' in dem Motor verwendet, der einen zwischen etwa 0,15 bis 0,30 liegenden Wert aufweist und durch die Gleichung d' =V2d/Väb definiert wird, worin mit d die Luftspaltbreite zwischen der ringförmigen Magnetfläche und dem Stator, wo die Spulenelemente befestigt sind, und mit a der mittlere Radius des Magneten bezeichnet sind.

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Weitere Einzelheiten der Erfindung können der sich anschließenden detaillierten Beschreibung entnommen werden.

Nachstehend wird ein die Merkmale der Erfindung aufweisendes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf eine Zeichnung, die auch den Stand der Technik enthält, näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 einen Querschnitt durch einen mittels zweiphasigen Wechselstroms antreibbaren bekannten bürstenlosen

Gleichstrommotor;

Fig. 2 und 3 ein Schaltbild mit einer Laufsteuerschaltung und eine graphische Darstellung der Betriebskennlinie des bekannten Gleichstrommotors von Fig. 1;

Fig. 4 einen Teilschnitt durch einen Magneten und eine

Spule eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels, Fig. 5 eine abgebrochene Draufsicht auf den Magneten und

die Spulen des Ausführungsbeispiels von Fig. 4; Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Verteilung der magnetischen Flußdichte B des Motors von Fig. 4 und 5 in seinem Luftspalt d;
Fig. 7 eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen dem Magnetfluß-Verlustkoeffizienten F und dem reduzierten Luftspalt d¹;

Fig. 8A und 8B graphische Darstellungen zu dem Verhältnis zwischen der Größe des Luftspaltes d und dem mechanischen Nachwirkungsfaktor μ für zwei unterschiedlich dimensionierte Magneten; Fig. 9 eine graphische Darstellung zur Beziehung zwischen dem mechanischen Nachwirkungsfaktor μ und dem reduzierten Luftspalt d¹ für vier unterschiedlich dimensionierte Magneten und

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Fig. 1OA bis 10D graphische Darstellungen zur Beziehung zwischen einem mittleren Radialabstand £ der Spule und dem mechanischen Nachwirkungsfaktor μ für vier unterschiedlich dimensionierte Magneten.

Der in Fig. 1 der Zeichnung dargestellte herkömmliche bürstenlose Gleichstrommotor 2 ist zur Speisung mit einem zweiphasigen Wechselstrom ausgelegt und besitzt eine in Lagern 8a, 8b und 8c innerhalb einer Lagerhülse 6 gelagerte Motorwelle 4, an deren oberem Ende in üblicher Weise eine Riemenscheibe 10 zur Abgabe eines Drehmomentes befestigt ist, an welcher wiederum ein umlaufender Rand 12a eines scheibenförmigen Rotors 12 angebracht ist. An der Unterseite des Rotors 12 ist auf geeignete Weise, beispielsweise durch Verkleben ein ringförmiger Permanentmagnet 14 mit rechteckigem Querschnitt so befestigt, daß seine in der Zeichnung untere radiale Ringfläche 14a senkrecht zur Achse der Motorwelle 4 verläuft. Dieser vorzugsweise mehrpolige Permanentmagnet 14 hat beispielsweise acht Pole abwechselnder Polarität. Außen auf der Lagerhülse 6 ist eine kreisförmige Staturjochplatte 16 befestigt, an deren äußerem Umfang eine Antriebsspule so befestigt ist, daß ihre obere Oberfläche eine zu der Ringfläche 14a parallele Ebene bildet.

Wie das in Fig. 2 dargestellte Schaltbild zu dem Gleichstrommotor von Fig. 1 zeigt, ist die Antriebsspule 18 in zwei Phasenspulenelemente 18a und 18b mit einer Phasendifferenz von Νπ/2 Grad unterteilt, wobei N eine unge- rade Zahl und der Permanentmagnet 14 so magnetisiert ist, daß die Intensität des von ihm ausgehenden Magnetflusses sich in ümfangsrichtung sinusförmig ändert. Auf der Statorjochplatte 16 sind ferner Fühlelemente wie Halleffektelemente 20a und 20b in der gleichen Phasenrelation wie die Spulenelemente 18a und 18b, oder diesen

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gegenüber mit einer Phasendifferenz von Ν'2ττ angeordnet, worin N' ein ganzzahliger Wert ist. Diese Elemente tasten die Winkelposition des Magneten 14 ab und erzeugen Antriebssignale, welche der Intensität des die Spulenelemente 18a bzw. 18b durchsetzenden Magnetflusses proportional sind. Diese Antriebssignale der Elemente 20a und 20b werden Antriebssteuerschaltungen 22a und 22b zugeführt, welche den Spulenelementen 18a und 18b der Magnetflußdurchsetzung proportionale sinusförmige Antriebsströme zuführen. Auf diese Weise werden die Spulenelemente 18a und 18b in angemessener Phasenlage so erregt, daß ein rotierendes Magnetfeld erzeugt wird, welches in einer bestimmten Richtung ein Drehmoment auf den Permanentmagneten 14 überträgt und den damit verbundenen Rotor 12 mit der Riemenscheibe 10 rotieren läßt. Die Größe des Drehmomentes ist dabei abhängig von der Größe des Antriebsstromes und der Magnetflußdurchsetzung und

2 2

entspricht dabei jeweils Sin 0 und Cos 0, wobei 0

2 2 der Rotationswinkel des Rotors 12 ist. Da Sin 0 + Cos 0 = 1

gilt, ist das Gesamtdrehmoment in jeder

Rotorstellung gleich; der Motor läuft im wesentlichen gleichförmig und mit wenig Geräusch.

In der graphischen Darstellung von Fig. 3 geben die mit A und B bezeichneten Kurven für zwei verschiedene bürstenlose Gleichstrommotoren der in Verbindung mit Fig. 1 beschriebenen Bauart die Abhängigkeit des Drehmoments T von der Winkelgeschwindigkeit Co , und die Kurven A¹ und B' die Abhängigkeit des Drehmoments vom Betriebsstrom bei diesen Motoren an. Es handelt sich um statische Charakteristiken. Wie Fig. 3 erkennen läßt, ist die Drehmoment-Winkelgeschwindigkeitscharakteristik von "sinkender" Tendenz, das heißt, die Winkelgeschwindigkeit erhöht sich, wenn das von dem Motor 2 abgegebene Drehmoment abnimmt.

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Dies bedeutet, der Motor hat einen gewissen spezifischen Nachwirkwiderstand. In diesem Zusammenhang wird ein mechanischer Nachwirkfaktor μ als ΔΤ/iw ( "—) de-

rad/see

finiert, und er wird durch den Anstiegs-Kehrwert der Kurve A oder B von Fig. 3 repräsentiert.

Wie der Fachmann weiß, wird die Betriebscharakteristik eines Gleichstrommotors bessern, wenn der Wert seines mechanischen Nachwirkfaktors μ steigt. Da der Anstieg der Drehmoment/Winkelgeschwindigkeits-Charakteristik bei größer werdendem μ-Wert abnimmt, läßt sich leicht erkennen, daß ein Gleichstrommotor mit der Kennlinie A einem Gleichstrommotor mit der Kennlinie B überlegen ist. Da sich die Lastabhängigkeit der Motordrehzahl mit steigenden Werten von μ verringert, hat der durch Kurve A ausgewiesene Motor ein besseres Drehzahlverhalten als der von Kurve B. Dies ergibt sich aus folgenden Erläuterungen:
Ist das Trägheitsmoment eines belasteten Motors J , dann erreicht dieser Motor eine konstante Winkelgeschwindigkeit innerhalb einer Zeitkonstante T= J_1nA¹/ wobei μ = Tq/Wq, und w_Q die gleichförmige Winkelgeschwindigkeit des Motors für einen über die Halleffektelemente 20a und 20b zugeführten festgelegten Strom ist. Mit größer werdenden μ-Werten vermindert sich die Zeitkonstante T der Motor erreicht schneller seine gewünschte Drehzahl w_fl. Der gleiche Effekt gilt, wenn der Motor weniger belastet wird und sich sein J_m~Wert reduziert.

Für einen Motor mit einem gegebenen μ-Wert errechnet sich die Zeit, in welcher der Motor durch Laständerungen seine Winkelgeschwindigkeit ändert, aus der Gleichung AT=AJ /μ. Folglich wird bei einer gegebenen Last-

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änderung Z±J ein Motor mit höherem μ-Wert seine* Winkelgeschwindigkeit innerhalb eines kürzeren Zeitraumes ändern. Folglich wird sich ein Motor mit einer der Kurve A entsprechenden Drehmoment/Winkelgeschwindigkeits-Charakteristik besser in der Drehzahl regeln lassen als ein Motor mit der Kurve B.

Da ferner μ = T/w für eine gegebene Drehzahl ist, kann ein Motor mit größerem μ-Wert (Kurve A) bei einer gegebenen Drehzahl ein größeres Drehmoment und damit eine größere Leistung abgeben. Außerdem vermindert sich der Betriebsstrom und folglich die aufgenommene elektrische Leistung bei einer gegebenen Betriebsspannung mit steigendem μ-Wert, wie aus den Kurven A' und B¹ von Fig. 3 hervorgeht. Auch in dieser Beziehung hat ein Motor mit einem größeren μ-Wert ein besseres Betriebsverhalten. Bisher sind jedoch Gleichstrommotoren der vorstehend beschriebenen Art im allgemeinen nur durch Versuch entwickelt worden. Bei Motoren mit Feldmagneten der genannten Größenordnung hat sich bisher niemand die Mühe gemacht, den Optimalwert für den mechanischen Nachwirkfaktor μ genau festzulegen.

In Fig. 4 und 5 sind Abschnitte eines erfindungsgemäßen bürstenlosen Gleichstrommotors dargestellt, und diejenigen Elemente, welche in der Art mit denen des bekannten Motors von Fig. 1 übereinstimmen, mit gleichen Bezugszahlen gekennzeichnet. Der ringförmige Permanentmagnet 14 von Fig. 4 hat einen mittleren Radius a, die radiale Breite seiner ringförmigen Fläche 14a ist mit b, die Dicke des Magneten 14 in Axialrichtung mit c, die Breite des Luftspaltes zwischen der ringförmigen Fläche 14a und der Oberfläche der Statorjochplatte 16 mit d und der Abstand

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zwischen der Fläche 14a und der Oberseite der Spule 18 mit e bezeichnet.

Gemäß Fig. 5 haben die Spulenelemente 18a und 18b die Form sektorenförmiger Schleifen, sie können aber beispielsweise auch kreisförmig oder oval gestaltet sein. Bei jedem Spulenelement 18a und 18b gibt es zwei um einen Zentralteilungswinkel Θ, welcher etwa einem elektrischen Winkel TT entspricht, versetzte Radialabschnitte 24 und zwei in Umfangsrichtung verlaufende Umfangsabschnitte 26a und 26b, zwischen denen ein mittlerer Radialabstand f besteht. Beide Spulenelemente 18a und 18b haben eine Winkelbreite g und sind um eine Strecke h voneinander entfernt. Sie sind so positioniert, daß zwischen ihnen eine elektrische Phasendifferenz von 3 Ti/2 Grad besteht. Vorzugsweise hat der Motor 2 noch zusätzliche Spulenelemente 18a¹ und 18b¹, die in Fig. 5 um 180° versetzt angeordnet, strichpunktiert angedeutet und mit den Spulenelementen 18a bzw. 18b in Serie geschaltet sind.

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Der erfindungsgemäß ausgebildete Motor hat den Vorzug, für einen Permanentmagneten mit festgelegten Abmessungen einen optimalen mechanischen Nachwirkfaktor μ zu besitzen. Er wurde entwickelt auf der Erkenntnis, daß der mechanische Nachwirkfaktor μ einen gewünschten Maximalwert annimmt, wenn das Verhältnis zwischen den zuvor angegebenen Strekken b und f, d.h. b/f = 0,8 bis 1,2 ist. Der mechanische Nachwirkfaktor μ hat auch einen Maximalwert, wenn der reduzierte Luftspalt d¹ (="V2dA/äb) zwischen 0,15 und 0,3 liegt. Die Grundlagen dafür werden nachstehend ausführlich erläutert.

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Allgemein errechnet sich ein auf einen Leiter eines Spulenelementes eines Gleichstrommotors der vorstehend beschriebenen Art übertragenes Drehmoment T aus folgender Formel:
5

T = FxR=BxtxIxR (1)

Darin ist F eine an dem Leiter wirksame Kraft, L seine Länge, R sein mittlerer Rotationsradiums, I der durch ihn fließende Strom und B die Magnetflußdichte in dem Luftspalt neben diesem Leiter- Wenn υ die relative Winkelgeschwindigkeit des Leiters ist, dann bewegt sich der Leiter mit einer Geschwindigkeit R_u in diesem Magnetfeld, und in dem Leiter wird eine Spannung E erzeugt:

E = BxIxRxU (2)

Ein Gegenspannungsfaktor K ergibt sich aus: K_v = Ε/ω (3)

Nun wird in der Praxis der den Leiter durchsetzende Magnetfluß in Abhängigkeit von der Form des Spulenelementes meist geringer als im Idealfall sein. Deshalb muß in der praktischen Anwendung ein Durchsetzungskorrekturfaktor dL für das Verhältnis zwischen dem Ist-Wert und dem Idealwert der Magnetflußdurchsetzung angewendet werden.

Wie eingangs erläutert, haben die Spulenelemente 18a und 18b eine Wickelbreite g an ihrem inneren und äußeren Umfangsabschnitt 26a und 26b. Jedoch nehmen die ebenfalls zu den ümfangsabschnitten gehörenden Eckabschnitte be-

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stimmte Winkel zu Tangenten zum Magnet 14 ein. Da der Magnet 14 in Umfangsrichtung sinusförmig magnetisiert ist, wird die Magnetflußdichte B für die Spulenelemente 18a und 18b wegen ihrer Eckabschnitte nicht gleichförmig sein, so daß in Abhängigkeit von der Form der Spulenelemente ein Korrekturfaktor et¹ angewandt werden muß, um die an jedem Spulenelement mit der Wickelbreite g wirksame mittlere Magnetflußdichte B χ λ¹ zu ermitteln. Der Korrekturfaktor cc¹ ist eine Funkton von g und einem Radialabstand des Motors r. Da ferner das Drehmoment senkrecht zur Richtung des Magnetflusses und des Leiterstromes erzeugt wird, vermindert sich das Drehmoment in Tangentialrichtung an den Eckabschnitten der Spulenelemente wegen der verminderten Magnetflußdurchsetzung an dieser Stel-Ie. Aus diesem Grund wird ein zweiter Korrekturfaktor oc" in gleicher Weise wie oben ermittelt, und diese beiden Korrekturfaktoren oc¹ und et" werden zu einem Korrekturfaktor cc(g, r) kombiniert, der Werte zwischen 0 und 1 annehmen kann. Daher muß die vorstehend aufgeführte Formel (3) für den Gegenspannungsfaktor K in folgender Weise abgewandelt werden:

K=BxXxNx xR (4)

Darin ist N die Gesamtanzahl der Leiter in der Spule, und ferner ist der Äquivalentwert für E aus Gleichung (2) in Gleichung (3) ersetzt worden.

Der Motorausgang Tw muß der elektrischen Leistungsaufnähme EI des Motors abzüglich vernachlässigbarer Reibungsverluste gleich sein. Daher gilt für die Praxis:

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To = EI (5)

Für den Drahtwiderstand des Leiters R ergibt sich fol-

gende Gleichung:
5

R_m = E/I (6)

Kombiniert man die Gleichungen (3), (5) und (6) und vernachlässigt den Korrekturfaktor öl, dann errechnet sich der mechanische Nachwirkfaktor μ aus folgender Gleichung:

μ = Τ/ω = K_v ²/R_m (7)

Bei den Gleichungen (1), (2) und (4) wurde davon ausgegangen, daß die Magnetflußdichte B in Leiternähe im wesentlichen konstant ist. Dieser Wert ändert sich jedoch in Radialrichtung des Motors, und wenn die Größe des Luftspaltes d zwischen der Jochplatte 17 und dem Permanentmagneten 14 klein ist, dann ändert sich die Magnetflußdichte B entsprechend Kurve H in Fig. 6; sie wird in Leiternähe etwa gleichförmig sein. Mit zunehmender Luftspaltbreite d streut die Magnetflußdichte B in Radialrichtung des Motors, wie aus Kurve I in Fig. 6 hervorgeht. Wenn also der Luftspalt d größer wird, dann steigt auch der Magnetfluß-Verlustkoeffizient F, während die maximale Flußdxchte B abnimmt.

Da es schwierig ist, die maximale Flußdxchte B aus der Form und dem Material des Magnetes 14, dem Luftspalt d und der Remanenz B zu errechnen, mußte die maximale Flußdxchte B und die Luftspalt-Breite d durch Experiment ermittelt werden. Dabei wurden die maximalen Flußdichten B

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für mehrere Ferritmagnete mit der in Fig. 4 dargestellten Form an Luftspaltabmessungen mit unterschiedlicher Breite d ermittelt. Der Verlustfaktor oder -koeffizient F ergibt sich aus folgender Gleichung:

F = B_r/B_m - μΐη-d/c (8)

Darin ist μη» die Permeabilität des Magneten. Somit ergibt sich der Verlustfaktor F aus Gleichung (8) unter

IQ Verwendung des gemessenen Wertes für B bei verschiedenen d-Werten, wcbei die Vierte für B , μπι und c für einen bestimmten Magneten konstant sind. Die errechneten Verlustfaktor-Werte sind in Fig. 7 graphisch aufgetragen, und zwar der Verlustfaktor /nF auf der Ordinate logarithmisch und auf der Abszisse die von der Magnetform abhängige reduzierte Luftspaltlänge d' =V2d/V^b- Wenn die Breite des reduzierten Luftspaltes d¹ klein ist, gilt für den angenäherten Wert des Verlustfaktors F in Fig. die Kurve J, welche etwa den Werten entspricht, die man durch bekannte analytische Rechenmethoden zur Ermittlung der Permeanz (magnetischer Leitwert) in Abhängigkeit von der Magnet-Konfiguration erhält. Bei Gleichstrommotoren gemäß Fig. 4 und 5 ist der reduzierte Luftspalt d¹ allgemein größer als am Schnittpunkt der Kurven J und K, so daß man den Näherungswert des Verlustfaktors F aus Kurve K in Fig. 7 ermitteln muß. Aus Kurve K ergibt sich eine Versuchsformel F(d'), nach der sich durch Umformen der Gleichung (8) die maximale Flußdichte B wie folgt errechnet:

^Bm ⁼ F(d') + μπι d/c ⁽⁹⁾

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Unter Berücksichtigung der Beschreibung von Fig. 6 kann für kleine Luftspalt-Abmessungen d davon ausgegangen werden, daß die magnetische Flußdichte B für alle praktische Anwendungen im Luftspalt gleichförmig und gleich der aus Gleichung (9) errechneten maximalen Flußdichte B ist. Wird jedoch die Luftspaltbreite d größer, dann nimmt die Flußdichte B im inneren und äußeren Umfangsbereich des Ringmagneten 14 ab, siehe Kurve I in Fig. 6. Daher ist es möglich, die magnetische Flußdichte im Luftspalt d durch eine geeignete zweidimensionale Verteilungsfunktion anzugeben unter der Annahme, daß die magnetischen Änderungen gleichförmig über die Ringoberfläche 14a des Magneten verteilt sind und in der als Parameter die aus Gleichung

(9) ermittelte magnetische Flußdichte B enthalten ist.

Somit kann für einen Magnet 14 mit bestimmten Abmessungen die magnetische Flußdichte B im Luftspalt als Funktion B(d, r) ausgedrückt werden.

Nun ergibt sich der Gegenspannungsfaktor K aus Gleichung (4) aus der Summe von K in bezug auf eine kleine Länge des Leiters an einem Radius r :

(10)

Der Leiterwiderstand R aus Gleichung (6) läßt sich wie

folgt ausdrücken:

R_1n = N² L/S (11)

Darin ist L der spezifische Widerstand des Drahtes, N die Spulenwindungszahl, L die mittlere Länge einer Wicklung und S der wirksame Leisterquerschnitt. Durch Zusammenfas-

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sen der Gleichungen (7), (10) und (11) läßt sich der mechanische Nachwirkfaktor μ wie folgt errechnen:

μ =| iiB_n(d,r_n).cC(g,r_n)^n.Al}² (12) 5

In dieser Gleichung wird der Wert S aus der Luftspaltbreite d, dem Abstand e zwischen 14a und 18 und der Wickelbreite g ermittelt. Ferner wird der Wert L aus den eingangs angegebenen Werten f, g, dem Teilungswinkel θ und dem Korrekturfaktor n, der sich auf die jeweilige Formgebung der Spulenelemente bezieht, bestimmt. Somit kann der mechanische Nachwirkfaktor μ unabhängig von den Besonderheiten der Spule wie Drahtdurchmesser, Anzahl der Windungen und dergleichen aus den geometrischen Dimensionen d, e, f, g und θ bestimmt werden.

In der Praxis wird der Abstand e zwischen der Fläche 14a und der Oberseite der Spule 18 auf einen vorgegebenen kleinen Wert und so eingestellt, daß ein Kontakt zwischen Magnet 14 und Spule 18 verhindert wird. Beispielsweise kann e = 0,05 bis 0,15d sein. Der Teilungswinkel θ wird bestimmt durch die Anzahl der Magnetpole an dem Magneten 14, und der Abstand h zwischen benachbarten Spulenelementen 18a und 18b wird unter Berücksichtigung von Fertigungstoleranzen und elektrischen Isolationswerten möglichst klein gehalten. Die Wickelbreite g hängt von dem Teilungswinkel θ und dem Spulenabstand h ab. Für einen gegebenen Magneten mit spezifizierten Abmessungen hängen die Werte OLn und L nur von dem mittleren Radialabstand f, und die Werte S und B von der Luftspaltgröße d ab. Danach lassen sich Unterschiede im mechanischen Nachwirkfaktor μ aus Gleichung (12) für zwei Permanentmagnete

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M₁ und M- mit verschiedenen Abmessungen errechnen. Die Abmessungen 0(1), 0(2) und c von Magnet M₁ sind 45 mm, 22 mm und 7 mm und die entsprechenden Dimensionen für Magnet M2 sind 160 mm, 100 mm bzw. 15 mm, wobei 0(1) der Außendurchmesser, 0(2) der Innendurchmesser und c die Axialdicke des Magneten sind. Daraus errechnen sich die Maße a = 16,75 mm und b = 11,5 mm für M₁ und a = 65 mm und b = 30 mm für M₂- Ist die Luftspaltbreite d klein, dann kann die Spule eine große Querschnittsfläche S haben, das ergibt einen kleinen mechanischen Nachwirkfaktor μ, welcher mit wachsenden d-Werten größer wird. Wenn jedoch die Luftspaltbreite d einen bestimmten Wert überschreitet, sinkt die magnetische Flußdichte B und dementsprechend auch der mechanische Nachwirkfaktor μ. FoIglieh erreicht, wie aus den Fig. 8A und 8B hervorgeht, der mechanische Nachwirkfaktor μ bei einer bestimmten Luftspaltbreite d einen Maximalwert.

In ähnlicher Weise erreicht der mechanische Nachwirkfaktor μ einen Spitzenwert als Funktion von d' (=V2(2/Väb) für Magneten M₁ bis M., bei denen die Dimensionen für die Werte 0(1), 0(2) und c für Magneten M₃ und M. gleich 55 mm, 25 mm, 7 mm bzw. 37 mm, 25 mm, 5 mm sind. Gemäß Fig. 9 hat der mechanische Nachwirkfaktor μ, wenn der Maximalwert von d¹ in einem Bereich zwischen 0,15 bis 0,30 liegt, d.h. 0,15 = d¹ ^ 0,3.In diesem Bereich beträgt die Abweichung des Faktors μ von seinem Maximalwert nur etwa fünf bis zehn Prozent. Wenn einmal die Magnetdimensionen a und b festgelegt sind, braucht nur der optimale Luftspaltwert d so errechnet zu werden, daß der Wert d¹ in dem oben angegebenen Bereich liegt, dann resultiert daraus ein maximaler μ-Wert.

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Nach Errechnung des mechanischen Nachwirkfaktors μ werden die Arbeitsspannung E , das Drehmoment T_Q und die Winkelgeschwindigkeit o bestimmt, der Arbeitsstrom I und der Gegenspannungsfaktor K lassen sich auf der Basis der Gleichungen (3) und (5) bis (7) errechnen. In Fig. 8A ist graphisch die Beziehung zwischen dem Arbeitsstrom I und dem Luftspalt d aufgetragen, danach sinkt der I -Wert mit steigendem μ-Wert, d.h. durch Anheben des mechanischen Nachwirkfaktors μ kann die elektrische Leistungsaufnahme des Motors reduziert werden. Man beachte, daß wegen der Beeinflussung durch Verluste im Eisen (Hysterese- und Wirbelstrom-Verluste) die Luftspaltgröße d, bei der der Faktor μ ein Maximum hat, nicht mit demjenigen Luftspalt d übereinstimmt, wo der Arbeitsstrom I ein Minimum hat.

Für die praktische Anwendung ist diese Abweichung bedeutungslos. In jedem Fall sollten die Eisenverluste bei der Bestimmung des Wertes für T in Betracht gezogen werden. Nach Ermittlung von I und K kann der Wicklungswiderstand R aus Gleichung (1) errechnet werden.

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In den Fig. 10A bis 10D sind die Beziehungen zwischen dem mittleren Radialabstand f der Spulenelemente 18a und 18b und dem mechanischen Nachwirkfaktor μ für Magneten M₁ bis M₄ aufgetragen, und dabei ist jedesmal der μ-Wert aus Gleichung (12) errechnet worden. In Fig. 10A ändert sich der mechanische Nachwirkfaktor μ bei unterschiedlich großen Werten d für die Luftspaltbreite, während sich in den Fig. 10B, 10C und 10D der Faktor μ bei einer festgelegten Luftspaltabmessung bzw. -breite d ändert. Aus den Fig. 10A bis 10D läßt sich entnehmen, daß der mechanische Nachwirkfaktor μ bei einem gewissen mittleren Radialabstand f der Spulenelemente 18a und 18b einen Maximal-

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wert erreicht, nämlich wenn f in dem Bereich zwischen 0,8b bis 1,2b liegt. Folglich bleibt der mechanische Nachwirkfaktor μ ausreichend groß, solange die Dimension f für jedes Spulenelement innerhalb 20% der radialen Breite b der Ringfläche des Magneten bleibt, mit anderen Worten: 0,8 = f/b = 1,2. Folglich ergibt sich ein zufriedenstellender μ-Wert unter den Bedingungen 0,15 = d¹ = 0,3 und/oder 0,8 = f/b = 1,2. Ein Motor mit einem solchen mechanischen Nachwirkfaktor μ wird hervorragende Betriebseigenschaften haben.

Es sei bemerkt, daß sich die Erfindung nicht auf den beschriebenen Zweiphasen-Gleichstrommotor beschränkt, sondern auch auf einen flachen bürstenlosen schaltbaren Gleichstrommotor mit mehreren (beispielsweise dreiphasigen) Spulenelementen anwendbar ist, die in Sequenz und in Abhängigkeit von zugeführten Rotorpositions-Abtastsignalen erregt werden. Ferner eignet sich die Erfindung auch zur Anwendung auf einen bürstenlosen Gleichstrommotor, bei dem der Stator einen Feldmagneten und der Rotor eine Spule und einen Positionsabtastmagneten enthält. Die Erfindung eignet sich auch für solche Motoren, wo der Spule über einen Schleifring ein sinusförmiger Antriebsstrom auf der Basis von Abtastsignalen zugeführt wird, die durch ein an dem Stator angeordnetes Positionsabtastelement erzeugt werden.

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Claims

PATENTANWÄLTE *vw*vw

TER MEER - MÜLLER - STEINMEISTER

Beim Europaischen Patentamt zugelassene Vertreter Prof. Representative· before the European Patent Office - Mandataires agrees pres !'Office european des brevets

Dipl.-Chem. Dr. N. ter Meer Dipl.-lng. H. Steinmeister

Dipl.-lng. F. E. Müller siekerwall 7

Trtftstrasse 4, Siekerwall 7,

D-8000 MÜNCHEN 22 D-4800 BIELEFELD 1

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Mü/Gdt/hm/tr 20. September 1979

SONY CORPORATION 7-35, Kitashinagawa 6-chome, Shinagawa-ku, Tokyo /Japan

GLEICHSTROMMOTOR

Priorität: 22. September 1978 - Japan - No. 117196/1978

PATENTANSPRÜCHE

/ 1. !Gleichstrommotor mit einem eine radial verlaufende ring-

V / förmige Fläche aufweisenden Feldmagneten und mindestens

einem schleifenförmigen und in einer zu der Magnetfläche parallelen Ebene liegenden Spulenelement, welches relativ zur Mitte der ringförmigen Fläche innen sowie außen liegende und in Umfangsrichtung verlaufende Schleifenabschnitte aufweist, wobei der Magnet und jedes der Spulenelemente um eine durch das Zentrum der ringförmigen Fläche gehende Achse zueinander drehbar sind,

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dadurch gekennzeichnet, daß bei jedem der Spulenelemente (18a, 18b) zwischen seinen inneren und äußeren in Umfangsrichtung verlaufenden Abschnitten (26a, 26b) ein mittlerer Radialabstand f eingehalten ist, der in einem solchen Verhältnis zu der Radialbreite b der ringförmigen Magnetfläche (14a) steht, daß die Beziehung b/f einen zwischen etwa 0,8 und 1,2 liegenden Wert hat.
2. Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß koaxial zu der Mitte der ringförmigen Fläche (14a) ein Rotor (12) in einer Unterstützungseinrichtung (6), an der ferner ein Stator (16) befestigt ist, drehbar gelagert ist.
3. Gleichstrommotor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Magnet (14) an dem Rotor (12) und mindestens ein Spulenelement (18) an dem Stator (16) befestigt ist.
4. Gleichstrommotor nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor zwei Spulenelemente (18a, 18b) enthält, die an dem Stator (16) mit einer Phasendifferenz von Nir/2 (elektrische Gradeinteilung) verteilt sind, worin N eine ungerade ganze Zahl ist.
5. Gleichstrommotor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß an dem Stator (16) ferner Abtastelemente (20a, 20b) enthalten sind, die in einer Phasenrelation zu den Spulenelementen (18a, 18b) von N'2Tr (elektrische Gradeinteilung) positioniert sind, worin N¹ eine ganze Zahl ist.

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6. Gleichstrommotor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen den Spulenelementen (18a, 18b) und dem Magnet (14) eine Magnetflußdurchsetzung vorhanden ist, und daß die Spulenelemente (18...) von den Abtastelementen (20a, 20b) Rotorpositionssignale erhalten, welche der Magnetflußdurchsetzung proportional sind, um auf den Rotor (12) ein Drehmoment zu übertragen.
7. Gleichstrommotor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß der Magnet (14)

in ümfangsrichtung entlang seiner ringförmigen Fläche (14a) sinusförmig magnetisiert ist; und daß die Rotorpositionssignale einer Antriebssteuerschaltung (22a, 22b) zugeführt werden, welche den Spulenelementen (18 ...) sich sinusförmig ändernde Antriebssignale zuführt.
8. Gleichstrommotor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Magnet (14) mehrere Pole mit wechselnder Polarität enthält.
9. Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß jedes Spulenelement (18a, 18b) die Form einer sektorenförmigen Schleife hat (Fig. 5).
10. Gleichstrommotor nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor einen reduzierten Luftspalt d'=V2d/\'äb in einem zwischen etwa 0,15 und 0,30 liegenden Bereich hat, worin d die Breite des Luftspaltes zwischen der ringförmigen Fläche (14a) und dem Stator (16), a der mittlere Radius der ringförmigen Fläche (14a) und b die radiale Breite des Magneten (14) ist.

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