JPS6141458B2 - - Google Patents

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JPS6141458B2
JPS6141458B2 JP53142091A JP14209178A JPS6141458B2 JP S6141458 B2 JPS6141458 B2 JP S6141458B2 JP 53142091 A JP53142091 A JP 53142091A JP 14209178 A JP14209178 A JP 14209178A JP S6141458 B2 JPS6141458 B2 JP S6141458B2
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Sanyo Electric Co Ltd
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    • H03L7/1072—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth by changing characteristics of the charge pump, e.g. changing the gain
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はチユーナの局部発振周波数を分周して
基準周波数と比較し、この比較出力をローパスフ
イルターを通してチユーナの局部発振周波数制御
用信号とする周波数シンセイザ式選局装置に関す
るものである。
第１図は周波数シンセイザ式選局装置を用いた
テレビジヨン受像機の概略を示しており、１はア
ンテナ２でキヤツチされた無線周波信号を増幅す
る高周波増幅器３と、局部発振器４と、前記高周
波増幅器３からの無線周波信号と局部発振器４か
らの局部発振信号とを混合しそのビートを中間周
波数信号として出力する混合器５とを有するチユ
ーナであり、その出力は中間周波増幅回路６を通
して影像回路７へ加えられ受像管８をドライブす
る。選局は、前記局部発振器４の発振周波数をプ
リスケーラ９によつて1/64に一律に分周した信号
をプログラマブル分周器１０においてチヤンネル
選択信号１１によつて設定された分周比で分周
し、これを3.58MHzの基準発振器１５からの信号
〔該信号は固定分周器１４によつて1/3667に分周
される〕と位相比較器１２で位相比較し、その比
較出力をローパスフイルタ１３を通して局部発振
器４にその発振周波数を制御するようにした同調
ループによつて行なわれる。
第２図は前記プログラマブル分周器１０と基準
発振器１５及び位相比較器１２等が１つのICチ
ツプ１６に形成された例を示しており、このIC
はプリスケーラ９からの信号を増幅する増幅器１
７と、1/2分周回路１８と、13ビツトのプログラ
マブル分周器１０と、前記分周器１０に対して分
周決定信号を与えるラツチ回路１９，２０，２
１，２２、AND回路２３，２４，２５，２６、
チヤンネル選択用のデータ信号ａ，ｂ，ｃ，ｄが
与えられこのデータ信号に応じた出力を前記
AND回路２３〜２６に与えるラツチ回路２７、
コントロールパルスｅによつてパルスを発生し、
そのパルスを前記ラツチ回路２７とNAND回路２
３〜２６に与えるロードパルス発生器２８、水晶
振動子２９を外付けした3.58MHzの査基準発振器
１５、この出力を1/3667に分周して位相比比較器
１２に加える固定分周器１４を有しており、前記
データ信号ａ〜ｄ及びコントロールパルスｅはマ
イクロコンピユータ（図示せず）から与えられ
る。
第３図はチユーナ１の一種で、最近注目されて
きたダブルバーシヨン型チユーナを示している。
このチユーナはUHFとVHF信号を同一の回路で
受信できると共に同調用の可変容量ダイオードが
１個で済むのでコスト的に有利であり、また受信
帯域内の利得偏差が小さくUEF帯における雑音
指数特性も向上するなどの長所を有している。該
チユーナは、入力端子３０から供給された
UHF、VHF信号をAGC端子３８からドライブ回
路３９を介して与えられるAGC信号によつて減
衰するピンダイオード型の減衰器３１と、広帯域
増幅器３２と、同調電圧により発振周波数が2000
〜3000MHzにわたつて生じうる可変局部発振器４
０からバツフア増幅器４１を介して与えられる第
１局部発振信号と前記増幅器３２からのUHF又
はVHF信号との周波数和をとる第１混合器３３
と、前記第１混合器３３からの第１中間周波信号
を増幅する中間周波増幅器３４と、2000MHz程度
の一定周波数の発振信号を出力する固定発振器４
２からの局部発振信号と前記第１中間周波信号と
のビートをとる第２混合器３５と、その出力であ
る第２中間周波信号を増幅する中間周波増幅器３
６とを備えていて、前記第２中間周波信号を出力
信号として出力端子３７に発生する。尚、第３図
において、４３は同調電圧供給端子であり、この
端子４３はローパスフイルタ１３に接続される。
４４は可変局部発振器４０において用いられる同
調用の可変容量ダイオードを示す。このダブルコ
ンバーシヨン型チユーナの選局をPLL周波数シン
セサイザ式に行なう場合には、可変局部発振器４
０の出力とそのままプリスケーラ９に加えて行な
うことは妥当でない。前記可変局部発振器４０の
周波数は2000〜3000MHzという極めて高い値であ
るからである。従つて、可変局部発振器４０の発
振信号と前記固定局部発振器４２の発振信号とを
混合して、その周波数差の信号を出力する第３混
合器４５を設け、この第３混合器４５の出力を端
子４６を通してプリスケーラ９に加えるようにす
るのが普通である。
前記第３混合器４５の出力周波数を０として
同調電圧との関係を示すと第４図のようになる。
０の変化範囲は2000MHz―0MHz―1000MHz以
上となり、イ点より同調電圧が低くなると同調電
圧に対する０のカーブの傾斜が逆になる。ま
た、ロ点付近ではチユーナの設計によつてはかる
く1000MHzを越えてしまう。これは先に説明した
ように０は可変局部発振器４０の周波数１と
固定局部発振器４２の周波数２との差であり、
１は略2000MHz〜3000MHzの間で同調電圧によ
つて変化し、２は約2000MHzの固定周波数であ
るが、これら１，２は非常に周波数が高く
１＞２、１―２＜1000MHzの条件を同調電
圧０〜30Vの範囲内で充足することが困難なため
である。例えばイ点は同調電圧が略2Vのときに
１が2000MHzとなるために１＝２＝2000M
Hzで０＝０となり、同調電圧が2V以下になる
と１が2000MHzよりも徐々に下がり同調電圧
0Vのときに１＝1800MHzとなつて０は０
＝1800MHz〜2000MHzとなる。
また同調電圧が30Vのときに可変局部発振器４
０の周波数が3000MHzを越えてしまうので、固定
発振器４２の周波数との差である０が1000MHz
を越えてしまう。
チユーナのそのような特性、即ちイ点を境にし
て特性カーブの傾斜が逆になつている場合にはイ
点以下の同調電圧では後述するように同調のアン
ロツク状態が生じ、また０が1000MHzを越える
場合には現在のプリスケーラIC技術では分周不
可能な領域となるためロ点以上の同調電圧のとこ
ろでやはり同調のアンロツクを生じるという不都
合がある。
第５図は横軸に同調電圧をとり、縦軸にプリス
ケーラ９の出力周波数をとつて示しており、イ，
ロは第４図のイ，ロに対応する点を示す。イはチ
ユーナの設計上決定されるものであるが、同調電
圧がチユーナによつて大きくバラツクこと及びプ
リスケーラ９の前後に設けられる増幅器の周波数
特性を0MHzまでもたせるようにすることはコス
ト的にも技術的にも問題があるためその近傍にお
いてプリスケーラは動作しなくなるようにしてい
るのでプリスケーラの出力周波数特性はハ，ニ点
で既に０となる。米国チヤンネルの場合には２チ
ヤンネルが前記ハ，ロ間の特性カーブにおいてハ
点に近接しているためチユーナのバラツキや温度
変化などによつて前記ハ，ニ点間に同調電圧が移
ると、ここにおいて２チヤンネルの同調アンロツ
クが生じるおそれがある。特にプリスケーラ９の
前段に設けられる童増幅器は高利得で動作させる
ようにしているため入力信号が０の場合に自己発
振を生じることがあり、このためプリスケーラ９
の出力は第５図において点線で示すようにフリ
ーランをすることになり、また、プリスケーラの
処理能力を越えた高い周波数の信号が入力された
ときにも同図ｇで示すフリーランが生じ、このよ
うなフリーラン領域においては同調アンロツクは
避けられない。
次に同調アンロツクを従来の選局装置の要部を
示す第６図に従つて具体的に説明する。第６図に
おいて１２はプリスケーラ９及びプログラマブル
分周器１０によつて分周せられた入力信号Ｒと、
基準発振器１５から固定分周器１４を通して与え
られる基準信号Ｖを位相比較する比較器であつ
て、この比較器１２の出力Ｕ，Ｄは入力される
Ｒ，Ｖの信号の位相が一致したとき（即ち正常受
信状態）には共にハイレベルとなり、そうでない
ときにはその一方が入力されるＲ，Ｖの位相差に
応じたローレベルを呈するようになつている。前
記出力Ｕか位相比較器１２に接続されたチヤージ
ポンプ部４７〔このチヤージポンプ部４７は第２
図のICチツプ１６内に設けられている〕を構成
するＰチヤンネルMOSトランジスタ４８のゲー
トにものまま印加され、出力Ｄは前記Ｐチヤンネ
ルMOSトランジスタ４８のソースにドレインが
接続され、ソースが接地されたＮチヤンネル
MOSトランジスタ４９のゲートにインバータ５
０を介して印加されるようになつている。従つて
前記トランジスタ４８，４９は位相比較器１２の
出力Ｕ，Ｄがハイレベルのときオフになり、ロー
レベルのときオンになる。例えばＵがハイレベル
で、Ｄがローレベルのときはトランジスタ４８は
オフであるが、トランジスタ４９はオンとなるの
である。尚、トランジスタ４８のドレインンは電
源VDDに接続されてる。このチヤージポンプ部７
４の出力は前記トランジスタ４８，４９の接続点
５１から出力端子５２を介してローパスフイルタ
１３に加えられる。ローパスフイルタ１３は抵抗
R1とコンデンサC1によつて前記チヤージポンプ
部４７からの出力を平滑すると共にインピーダン
ス変換用トランジスタTr1，Tr2を介してスイツ
チングトランジスタTr3で前記平滑出力を電圧増
幅するようになつている。尚、C2，C3，R7はト
ランジスタTr1のベースに負帰還を施こしてリツ
プルを除去する負帰還回路を形成している。即
ち、同調周波数を上げるべく信号が平滑回路５３
に与えられたとき、この信号はトランジスタTr1
のベースには低電位となつて加わるが、この低電
位はトランジスタTr3によつて大きく反転増幅さ
れてＱ点の電位を高くするが、そのＱ点の高電位
化が所定の値よりオーバして今度は位相比較器１
２から平滑回路５３を経てトランジスタTr1のベ
ースに与えられる信号は高電位となつて、トラン
ジスタTr3によつて反転増幅されＱ点の電位は所
定の位よりも低くなつてしまい、これを繰り返し
て所定の値に落ちつくが、その間Ｑ点の電位はリ
ツプルすることになり、抵抗R10を通してチユー
ナ１へ与えられる同調電圧もリツプルし、同調設
定に時間がかかるこになる。しかし、前記Ｑ点の
電位をトランジスタTr1のベースに負帰還すれば
前記リツプルは好適に除去される。負帰還回路５
４はそのような目的のために挿入したものであ
る。
今、あるチヤンネル、例えば第２チヤンネルの
正常受信状態（同調ロツク状態）から、第３チヤ
ンネルに切換えるべくチヤンネル選択信号ａ，
ｂ，ｃ，ｄをコントロールパルスｅと共に第２図
のICチツプ１６に与えるとプログラマブル分周
器１０の分周比が第２チヤンネル受信時にN2で
あつたものが第３チヤンネルの分周比N3に切換
わる。そのため第６図に示す入力信号Ｒの周波数
が基準信号Ｖの周波数よりも低くなり、それらの
信号Ｒ，Ｖの位相がずれてトランジスタ４９がオ
ンになる時間がトランジスタ４８のオン時間より
も長くなつてコンデンサC1の両端電圧を下げる
〔同調ロツク状態においてはコンデンサC1の電圧
は電源電圧ＶDDの約1/2で安定している。〕。それ
により、トランジスタTr1のベース電位が下がり
トランジスタＴ３のコレクタ側から取り出され
る同調電圧が上つて可変局部発振周波数が第３チ
ヤンネル受信の周波数に至ると第６図における入
力信号Ｒの周波数が高くなつて基準信号Ｖの位相
と一致する。その結果、トランジスタ４８，４９
は共にオフになり第３チヤンネル受信状態で安定
する（同調ロツク状態）になる。そのときの、、
コンデンサC1の両端電圧は第２チヤンネル受信
時の場合よりも低い。尚、このような安定状態に
おいてもコンデンサC1は放電をわずかながらす
るので、その電圧は下がり、従つて同調周波数は
ずれることになるが、そのずれを補正するように
位相比較器１２やローパスフイルタ１３が働くこ
とはいうまでもなく、そのためトランジスタ４
８，４９のオフとオンは絶えず繰り返すことにな
り、その周波数は1KHz程度である。
このような第６図の装置において第５図の特性
をもつ入力信号が与えられた場合に、その特性の
上下端側において同調アンロツクが生じることは
明白である。まずプリスケーラ９が第５図の如
くフリーランを生じるものであるとき、第２チヤ
ンネルを選局しようとする際に同調電圧がハ〜ニ
間にあるプリスケーラ９の出力周波数は第２チヤ
ンネルの０の1/64よりも高い（フリーランの周
波数）ため位相比較器１２は第２チヤンネルより
も高いチヤンネルを受信しているものとして判断
して同調電圧を下げる方向に働く。そのため周波
数シンセサイザの動作が逆方向に働き、ますます
正規の同調状態からずれて結局コンデンサC1の
両端電圧は電源電圧ＶDDで安定し、同調状態のア
ンロツクが生じる。プリスケーラ９が仮にフリー
ランを生じないものである場合にもニ点よりも左
側は特性カーブが逆逆になつているので第２チヤ
ンネルを受信する際に同調電圧が第２チヤンネル
ホと等しい周波数の点ヘに相当する同調電圧より
も低くなると同様にアンロツクを生じる。
またプリスケーラ出力周波数の上限であるロ点
よりも高い局部発振出力０がプリスケーラ９に
入力されるようなチユーナ状態の場合にはフリー
ランｇの有無に拘わらず同調アンロツクが生じる
ことは明白である。今、ロに対応する同調電圧よ
りも高い同調電圧で、かつ受信すべきチヤンネル
として第83チヤンネルを示しているとき、プリス
ケーラ９の出力周波数は第83チヤンネルの０の
1/64よりも低いため比較器１２は第83チヤンネル
よりも低いチヤンネルを受信しているものと判断
して同調ループ全体が同調電圧を上げる方向に働
き、チヤージポンプ部４７のトランジスタ４９の
オン時間がトランジスタ４８のオン時間よりも著
しく長くなりコンデンサC1の電圧は略0Vで安定
するからである。
本発明は上述のような同調アンロツクを防止す
るように工夫した新規且つ有効な周波数シンセサ
イザ式選局装置を提案するものである。
以下、図面に示した実施例に従つて説明する。
第７図において、点線で囲つて示す同調アンロ
ツク防止回路５５以外は第６図と同じであるの
で、その同一部分の説明は省略する。第７図にお
いて、R11〜R27は抵抗、C4〜C8はコンデンサ、
Tr4はＮチヤンネルMOSトランジスタ、Tr5，
Tr7，Tr8，Tr9はNPNバイポーラトランジスタ、
Tr6はPNPバイポーラトランジスタ、D1〜D4はス
イツチングダイオードであり、そのうち、抵抗
R11はチヤージポンプ部４７の出力端子５２にア
ンロツク防止回路５５を結合するための抵抗であ
つて、ローパスフイルタ１３の抵抗R1とコンデ
ンサC1による充放電時定数に影響を与えないよ
うに極めて大きな抵抗値に選ばれている。トラン
ジスタTr4はインピーダンス変換器として働く。
R14，C4は前記R1，C1と同様な動作を行なうが比
較的時定数は短かい。トランジスタTr5はエミツ
タフオロワになつていてトランジスタTr6，Tr7
の駆動用インピーダンス変換器としての機能を果
す。D1，R16，C5は高くなる電圧でトランジスタ
Tr6を確実に動作させるために、またD2，R17，
C6は低くなる電圧でトランジスタTr7を確実に動
作させるためにそれぞれ挿入したものであつて、
方向性を有する充放電回路５６，５７を形成す
る。トランジスタTr6はエミツタ電圧が所定電圧
以上になるとオンし、一方トランジスタTr7はエ
ミツタ電圧が所定電圧以下になるとオンするよう
になつている。R22，R23，C7とR24，R25，C8は
それぞれ電圧制限兼積分回路５８，５９を形成
し、トランジスタTr8，Tr9はエミツタフオロワ
となつている。
次に動作を説明する。まずプリスケーラ９が第
５図の如きフリーランを生じるものである場合
に第２チヤンネルを受信するときの同調電圧が
ハ，ニ間にあるとき、先に説明したようにコンデ
ンサC1の両端の電圧は電源電圧ＶDDになるので
トランジスタTr4のゲート電圧はやはり電源電圧
ＶDDになる。トランジスタTr4は単にインピーダ
ンス変換として機能するだけであり、ゲート電圧
はそのままドレインに現われる。従つて点の電
位はＶDDに近い状態に継続されようとする。これ
によつて点の電圧も高くなり、それが点の電
位よりも0.6V程度高くなるとトランジスタTr6が
オンして点の電圧が0Vから点の電圧に近い
値に上がる。それによつて点の電圧が緩やかに
上昇してダイオードD3が導通し線路６０におけ
るＱ点からの同調電圧を上昇せしめていく。そし
て同調電圧を第５図のハ，ニ点間の電圧よりも大
きな電圧にする。このような状態ではアンロツク
領域から正規の領域〔ハ，ロ間のカーブ〕に移つ
たことになるので後は周波数シンセイザの通常の
動作により同調ロツクされることになる。即ち、
同調電圧がハ点に対応する電圧よりも右側に移行
すると今まで入力されていたフリーランの周波
数は比較器１２に入力されず、それよりも低い周
波数で且つ第２チヤンネルの正規の０を1/64に
分周した周波数よりも低い信号がプログラマブル
分周器１０を経て比較器１２に加えられるので同
調ループは同調電圧を上げるように働き正規の電
圧に至るのである。それによつて、チヤージポン
プ部１７のトランジスタ４８，４９が共にオフに
なつて点の電位が電源電圧ＶDDの1/2程度にな
るので点の電圧は下がり、ダイオードD3
はオフとなる。
第５図のヘの点に対応する同調電圧より低いと
ころで同調アンロツクが生じようとした場合にも
全く同様な動作によつてアンロツクを防止し、正
規の２チヤンネルに相当するホ点にロツクするこ
とができる。
次に第５図のロ点以上の電圧で同調アンロツク
が生じようとすると先に説明したようにコンデン
サC1の電圧は0Vとなるので、点の電圧が0Vに
近い状態に継続されようとする。それによつて
点の電圧も低くなり、点の電圧よりも0.6V程
度低くなるとトランジスタTr7がオンし、点の
電圧が下がる。それによつて点の電圧が緩やか
に下降してダイオードD4が導通し、線路６０の
同調電圧を下げていく。そして同調電圧が第５図
のロ点に対応する電圧以下になると同調ループが
正規の動作をする。それによつてチヤージポンプ
部４７のトランジスタ４８，４９が共にオフ状態
となつて、点の電位は電源電圧の1/2程度にな
つて安定する。その際、点の電位は上昇
し、ダイオードD4はオフとなる。
第８図の実施例は同調アンロツク検出部６６を
IC１６内に設けており、更に、第５図のハ点以
下の同調アンロツクとロ点以上の同調アンロツク
の両方を検出できるように、チヤージポンプ部４
７と同一の構成を２つ追加して設けると共にそれ
らの出力端子６７，６８に外付けして設ける積分
回路６９，７０の構成を変えることにより実質的
に前記２つの同調アンロツクを検出できるように
なつている。例えば第５図のハ点以下で同調アン
ロツクを生じた場合には積分回路６９の出力端子
７１は0Vから電源電圧ＶDDに変化し、他方の積
分回路７０の出力端子７２は電源電圧ＶDDのまま
である。一方、ロ点以上の同調アンロツクが生じ
た場合には出力端子７１は0Vのままで、出力端
子７２が電源電圧ＶDDから0Vに変化する。出力
端子７１には例えば第７図の点以降の回路を用
意して接続し、出力端子７２には第７図点以降
の回路を用意して接続すれば第７図に関して説明
したと同様の動作に従つて同調アンロツクを解除
することができる。
以上説明したように本発明によれば周波数シン
セサイザ式の選局装置において同調アンロツクが
生じようとすると、これを検出して正常な同調動
作に戻すのでチユーナのバラツキやプリスケーラ
の処理能力に拘わらず安定した同調が行なわれる
という効果があり、極めて有効である。
【図面の簡単な説明】
第１図は周波数シンセサイザ式選局装置を使つ
てテレビジヨン受像機の概略を示すブロツク図で
あり、第２図はその一部の構成を具体的に示すブ
ロツク図である。第３図はチユーナの構成例を示
すブロツク図である。第４図及び第５図は同調ア
ンロツクを説明するための特性図である。第６図
は従来の選局装置の要部回路図である。第７図は
本発明を実施した選局装置の要部回路図であり、
第８図は本発明の他の実施例を説明するための図
面である。 ４……局部発振器、９……プリスケーラ、１０
……プログラマブル分周器、１２……位相比較
器、１３……ローパスフイルタ、１５……基準発
振器、５５……同調アンロツク防止回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ チユーナの局部発振周波数を分周して基準周
    波数と比較し、この比較出力をローパスフイルタ
    を通してチユーナの局部発振周波数制御用同調電
    圧とする周波数シンセサイザ式選局装置におい
    て、前記比較出力から同調アンロツクが生じたこ
    とを検出すると共に前記同調電圧を上昇させる方
    向と下降させる方向の両方向に変化させ得る同調
    アンロツク防止回路を設け、前記同調アンロツク
    防止回路は比較的低いチヤンネルにおける同調ア
    ンロツクを検出した時、前記同調電圧を上昇せし
    めると共に比較的高いチヤンネルにおける同調ア
    ンロツクを検出した時、前記同調電圧を下降せし
    めることにより、前記同調アンロツク状態を解除
    して正常な周波数シンセイザ動作を行なうことを
    特徴とする周波数シンセサイザ式選局装置。
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