JPS6139892A

JPS6139892A - ブラシレスｄｃモータ駆動回路

Info

Publication number: JPS6139892A
Application number: JP15851185A
Authority: JP
Inventors: バララマ　ヴイ．マーテイー
Original assignee: Motors Liquidation Co
Current assignee: Motors Liquidation Co
Priority date: 1984-07-20
Filing date: 1985-07-19
Publication date: 1986-02-26
Also published as: US4544868A; DE3525210A1; DE3525210C2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明ハＤＣブラシレスモー夕の制御装置に関し、さら
に詳細には、セロ速度からの加速がなめらかであると共
に、モータの回転方向を逆転させたいときに再生制動動
作が実行される工うなモータ制御装置に関する。

〔従来技術〕

従来のＤＣモータは、制御という観点からいえば、可逆
可変速度を提供するために適用するには理想的であるが
、動作の上でいくつかの欠点を有している。欠点の主な
ものはその整流器及びブラシが直接の原因となっている
。ブラシは定期的な保守を必要とするばかりでなく、低
電圧の用途（たとえば自動車）の場合には、ブラシの両
端の電圧降下に工ってモータ巻線が利用できる最大電圧
は著しく低減される。このような欠点は、同期モータ又
はブラシレスＤＣモータの使用にエシ回避されると考え
られる。ブラシレスＤＣモータにおいては、ロータの磁
界は永久磁石により発生され、ステータの磁界は複数個
の固定巻線を順次付勢（励磁）することにより発生され
る。ブラシレスＤＣモータは、ブラシ及び整流器の代わ
シに、ロータ位置センサと、付加的な電力電子素子と、
ステータ巻線を適切に励磁するための論理回路とを必要
とする。

さらに、印加電圧全制御し且つゼロ速度から始動すると
きになめらかな加速を達成するために、入力チョッパ又
はパルス幅変調回路などの制御装置を使用しなければな
らない。このような構成は欧州特許出願第８９１５０号
（Ｑａｒｒｅｔｔ　（：ｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ　）に記
載されている。

この揚台、モータ制御電流はヒステリシス形であシ、制
御のために、モータの充電電流と放電電流とを別個に測
定しなければならない。

印加電圧の周波数とオン／オフデユーティサイクルはモ
ータが低速回転のときは相対的に低く、モータが中速回
転のときは相対的に高く、モータが高速回転のときには
再び相対的に低くなる。これは、モータ電圧のオン時間
とオフ時間が共にモータの加速に伴なって変化するため
である。巻線の励磁中断は、巻線電流が指令電流に関連
して決定される基準下限量に降下する捷で維持される。

〔発明の概要〕

本発明の目的は、機械的構成が簡単であり且つなめらか
な始動トルクを発生するためにほぼ最良のモータ巻線の
付勢（励磁）を達成する改良されたブラシレスＤＣモー
タ制御装置を提供することである。巻線励磁パターンは
ロータ位置センサと、それに応答する論理メカニスムと
により決定される。図示される実施例においては、ロー
タ位置センサはモータのロータの磁界の中に配置される
３個のホール効果センサから達成され、論理ユニットは
半導体読出し専用記憶装置（ＲＯＭ）又はプログラマブ
ル論理アレイ（ＰＬＡ）により構成される。センサの出
力はＲＯＭ　ｉアドレスし、あらかしめＲＯＭに記憶さ
れ、かつロータ位置に従った巻線励磁パターンはモータ
巻線を励磁するためのドライバ回路に印カロされる。本
発明によれば、モータに供給される電流（ＤＣ線電流）
を監視し、この電流が基準レベルを越えたとき、所定の
時間間隔だけモータの励磁を中断する新規なパルス幅変
調回路に工って、最良の巻線励磁が達成される。各モー
タ巻線の逆起電力のレベルはモータ回転数の関数である
ので、モータ励磁時間（ＤＣ線電流がそれぞれの中断の
後に基準レベルに達するまでに要する時間）はモータ回
転数の関数である。励磁時間はモータが低速回転のとき
は相対的に短く、モータが高速回転のときに（は相対的
に長い。モータ励磁の所定の中断時間は、モータ電流が
ゼロ１で降下することのないように選択される。中断時
間は一定であるので、モータ励磁の周波数もモータ回転
数により変化される。励磁周波数はモータが低速回転の
ときは相対的に高く、モータが高速回転のときには相対
的に低い。その結果、モータ励磁の周波数と時間はなめ
らかなモータ始動トルク及びモータ回転トルクを発生す
るのに最適のものとなる。図示される実施例においては
、パルス幅変調回路の出力はＲＯＭのアドレス入力端子
の１つに印加され、ＲＯＭはパルス幅変調回路に工り指
示される時間だけモータの励磁を中断する。従って、検
出されるべきモータの充電電流のみが必要とされる。

本発明の別の面に工れば、パルス幅変調回路は、モータ
の回転方向を逆転すべきときに再生制動動作全提供する
ために使用される。

図示される実施例においては、順方向／逆方向入力がＲ
ＯＭの別のアドレス入力端子に印加され、ＲＯＭは、こ
の入力が状態を変えたときに、印加電圧がモータの逆起
電力を助勢するようにモータ巻線励磁のシーケンスを変
更する。その結果、ＤＣ線電流は基準電流全越えるまで
急速に増加するので、パルス幅変調回路は相対的に高い
周波数でモータ巻線全励磁／消磁する。消磁のたびに、
それぞれのモータ巻線に蓄積されていた誘導エネルギー
は電源へ戻され、回転が停止される１で、モータの再生
制動動作が実施される。その後、ゼロ速度で論理の変更
を必要とすることなく、逆方向へのモータの回転が自動
的に開始される。

本発明によれば、モータ回転数と、印加電圧の周波数及
びオフ／オンデユーティサイクルとの関係によりモータ
始動トルクがなめらかとなると共に、モータを所定回転
数で駆動する１でのスイッチング損失が低減される。

〔実施例〕

以下、添付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において、１０は永久磁石ロータ１２と、３つの
星形結線ステータ巻線１４ａ１１４ｂ及び１ヰＣとを含
むブラシレスＤＣモータである。ステータ巻線１４ａ〜
１４Ｃは、バッテリー１６から全波ブリッジインバータ
１８を介して供給される電流により励磁される。ブリッ
ジは、従来のブリッジ構成で接続される６個の電力用ト
ランジスタ２０，２２．２４．２６．２８及び３０と、
それぞれの電力用トランジスタのエミッターコレクタ接
合部に接続されるフリーホイーリングダイオード３２．
３４．３６．３Ｂ、４０及び４２とから構成される。巻
線の励磁は、給電線４８．５０．５２．５４．５６及び
５８を介して駆動電流全ブリッジのそれぞれの電力用ト
ランジスタに供給するためにデータ線ＤＯ〜Ｄ５’ｚ介
してドライバ回路４６に指示を与える読出し専用記憶装
置（ＲＯＭ）又はプログラマブル論理アレイ（ＰＬＡ）
　’４４により制御される。

従って、データ線Ｄｏ及びＤ５が論理レベル「１」の電
圧にあるとき、ドライバ回路４６はステータ巻線１４ａ
及び１キｃ’４矢印６０に工す指示される方向の電流に
よって励磁するために電力用トランジスタ２０及び３０
を伝送線４８及び５８′ｆｒ：介して導通状態にバイア
スする。データ線Ｄｏ及びＤ５の電圧が論理レベルｒＯ
Ｊまで降下すると、電力用トランジスタ２０及び３０を
介するモータ励磁は中断され、ステータ巻線１ヰａ及び
１４Ｃに蓄積された誘導エネルギーはフリーホイーリン
グダイオード３４及び４０を介してバッテリー１６に戻
される。ブリッジのその他の電力用トランジスタも、異
なるモータ励磁パターンを発生するためにＲＯＭ＋４の
データ線に工す同様に制御される。

ＲＯＭ　４４のデータ線ＤＯ〜Ｄ５に現われる論理レベ
ル、従って、モータ巻線の付勢（励磁）パターンはＲＯ
Ｍの５つのアドレス入力端子ＡＯ−Ａ４の論理レベルの
関数として制御される。アドレス入力端子ＡＯ１Ａ１及
びＡ２への入力は、センサ６８．７０及び７２からアド
レス入力線６２．６４及び６６を介して直接得らする。

これらのセンサ６Ｂ、７０及び７２はモータの永久磁石
ロータ１２の磁界の中に互いに１２０度の電気角ずつ離
間して配置され、ロータの位置を示す信号を提供する。

図示される実施例においては、センサ６８．７０及び７
２はホール効果型のものであるが、別の種類のセンサ又
は何らかのモータ位置エンコーダ全使用することもでき
るであろう。

センサ６８．７０及び７２は通常は高インピーダンス状
態にあり、モータのロータが所定の位置に達したときに
低インピーダンス状態ヘトグルする。電圧調整器７４は
給電線７６に低電圧を供給し、プルアップ抵抗器７８．
８０及び８２は給電線７６をアドレス入力線６２．６４
及び６６にそれぞれ接続する。従って、アドレス入力端
子ＡＯ，ＡＩ及びＡ２はパ通常は論理レベル「１」の電
圧に保持され、それぞれのセンサ６Ｂ、７０又は７２が
低インピーダンス状態にトグルされたときに、論理レベ
ル「０」の電圧１で降下する。

ＲＯＭ　４４のアドレス入力端子Ａ３の入力は、順方向
／逆方向スイッチ８６から抵抗器８３及び伝送線８４を
介して得られる。順方向／逆方向スイッチ８６が図示さ
れる位置にあるとき、アドレス入力端子Ａ３は伝送線８
７を介して給電線７６に接続され、これはモータの順方
向回転が希望されたことを示す。順方−向／逆方向スイ
ッチ８６が逆方向に動かされると、アドレス入力端子Ａ
３は伝送線８５を介して接地電位に接続され、モータの
逆方向回転が希望さｒたことを示す。モータをオフ状態
にすべきであること又はオフ状態に維持すべきであるこ
とを示すために別の入力端子を設けても良いことは明ら
かである。

ＲＯＭ　４４のアドレス入力端子Ａ４の入力はパルス幅
変調（ＰＷＭ　）回路９０から伝送線８８を介して得ら
れる。瀧回路９０は伝送線９２を介して給電線７６に接
続される。分路抵抗器９６はバッテリー１６と全波ブリ
ッジインバータ１８との間に直列に接続され、伝送線９
８は分路抵抗器９６のインバータ側を入力としてＰＷＭ
回路９０に接続する。当業者には理解されるように、分
路抵抗器９６の両端の電圧、すなわち、伝送線９８の電
圧は、バッテリー１６によシブウシレスＤＣモータ１０
に供給される電流に既知の係数をもって正比例する。こ
の電圧をここではＤＣ線電流信号と呼ぶ。ＰＷＭ回路９
ｏについては以下に第３図及び第４図を参照して詳細に
説明する。

第２図（４）〜第２図（Ｃ）は、モータの順方向回転中
のステータ巻線１４２〜１４ｃに関してロータ位置の関
数としてとらえられる電圧及び電流の理想化された波形
を示す。第２図（Ａ）は相巻線１４ａに関する相電圧ｖ
ａｎ及び相電流ｉａ？：示し、第２図（Ｂ）は相巻線１
４ｂＫ関する相電圧Ｖｂｎ及び相電流１ｂ（Ｈ示し、第
２図（Ｃ）は相巻線１４Ｃに関する相電圧Ｖｃｎ及び相
電流ｉｃを示す。第１図に関連して先に説明したように
、ブリッジを構成する電力用トランジスタ２０〜３０は
１度に２個ずつ導通状態とされるので、６種類のステー
タ巻線励磁パターンを発生することができる。それらの
パターンをここでＩ″ｉＡＣ，ＡＢＸ　ＣＡ、ＣＢ。

ＢＡ及びＢＣとして示すものとする。２つの文字のうち
最初の文字はブリッジの１個のトランジスタを介してバ
ッテリー１６の正端子に接続されるステータ巻線（１４
ａ、１４ｂ又は１４Ｃ）ｉ表わし、２番目の文字はブリ
ッジのトランジスタを介して接地電位に接続さするステ
ータ巻線を表わす。それぞれのステータ巻線励磁パター
ンは明確に異なる磁界を発生し、ブリッジの様々な電力
用トランジスタの導通は、ステータの磁軸がロータの磁
界て関して所定の関係全維持する工うに、ＲＯＭ　４４
及びロータ位置センサ６８〜７２により制御される。さ
らに詳細にいえば、ステータ巻線励磁パターンは、ステ
ータの磁軸がロータの磁界の軸ニジ６ｏ度ないし１２０
度の電気角だけ先行し、それにより発生されるモータト
ルクは位相差が９０電気角度であるときに最大となるよ
うに選択される。このシーケンスを維持するための情報
はロータ位置センサ６８〜７２から得られる。これらの
センサは、ロータの磁界に関する向きのために、ロータ
位置の６つの異なる領域を示す。モータの回転の順方向
を時計回りであると定義すると、ステータ巻線励磁パタ
ーンの正しいシーケンスはＡ、Ｃ，ＢＣ，ＢＡ、ＣＡ、
ＣＢ及びＡＢである。このようなそれぞれのステータ巻
線励磁パターンは、第２図に示されるように、ロータが
６０電気角度回転する間だけ維持され、全てのパターン
を合わせると３６０電気角度となり、従って、ステータ
巻線の１回の動作サイクルが完了する。第２図のグラフ
に示される工うに、ステータ巻線励磁パターンＡＣはス
テータ巻線１４ａにおいて正の相電圧（Ｖａｎ）と相電
流（ｉａ）　ｋ発生し、ステータ巻線１４Ｃにおいては
負の相電圧（ＶＣ＋？）と相電流（ｉＣ）全発生する。

それに続くステータ巻線励磁パターンＢＣｆｉステータ
巻線１４Ｃにかいて先の相電圧と相電流全維持し、ステ
ータ巻線１４ｂにおいては正の相電圧（Ｖｂｎ）と相電
流（１ｂ）を発生する。

モータの逆方向回転は所定のロータ位置に関して逆のス
タータ巻線励磁パターンを提供することにより得られる
。従って、モータの逆方向回転のためのステータ巻線励
磁パターンのシーケンスはＣＡ、ＢＡ、ＢＣｌ　ＡＣ。

ＡＢ及びＣＢとなる。

上述の励磁パターンは、第３図に詳細に示されるパルス
幅変調回路９０によりパルス幅変調さする。そこで、第
３図に関してさらに詳細に説明する。第１図及び第３図
に共通する伝送線は同じ図中符号により示されている。

従って、伝送線８８はＰＷＭ回路９０　’ｋ　ＲＯＭ４
４のアドレス入力端子Ａ４に接続し、伝送線９２は層回
路９０を給電線７６に存在する供給電圧に接続し、伝送
線９８ばＰＷＭ回路９０全分路抵抗器９６のインバータ
偶に接続する。機能という点からいえば、ＰＷＭ回路９
（１１−を基準ＤＣ線電流に対応する基準電圧を設定す
ると共に、実際のＤＣ線電流が基準ＤＣ線電流を越える
たびに所定の時間だけモータ巻線の励磁をディスエーブ
ルするように動作する。基準電圧は、抵抗器１０２及び
１０４から構成される分圧器によシ伝送線１００に発生
される。基準電圧は図示されるような可変抵抗器１０２
により、又は後述する工うな閉ループモータ回転数制御
回路（図示せず）にＩシ調節可能であるのが好ましい。

伝送線１００に現わｎる基準電圧は比較器１０６０反転
入力端子に接続される。伝送線９８の電圧は実際のＤＣ
線電流を表わし、この電圧は入力抵抗器１０８に介して
比較器１０６の非反転入力端子に印加される。実際のＤ
Ｃ線電流が基準電流以下である間は、比較器１０６は低
インピーダンス状態にバイアスされて、その出力端子１
１０をほぼ接地電位に維持する。しかし、ＤＣ線電流が
基準電流を上回ると、比較器１０６は高インピーダンス
状態にバイアスされ、出力端子１１０の電圧は、直ちに
、抵抗器１１２及び１１４の相対抵抗により決定される
電圧まで上昇する。その後、コンデンサ１１６は抵抗器
１１２及び１１４を介して伝送線９２の供給電圧まで充
電し、比較器１０６の非反転入力端子は抵抗器１２０を
介して相対的に高い電位に維持される。従って、比較器
１０６は、伝送線９８の電圧が基準電圧レベルより降下
した揚台でも、コンデンサ１１６の充電中は状態を変え
ることができない。

出力端子１１０は伝送線１２２を介して比較器１２４の
反転入力端子に接続される。抵抗器１２６及び１２８か
ら構成される分圧器は端子１３４において基準電圧全限
定し、この基準電圧は伝送線１３６を介して比較器１２
４の非反転入力端子に印加される。プルアップ抵抗器１
３８は、通常、比較器の出力端子１３９の電位を相対的
に高いレベルに維持し、出力端子１１０における電圧が
端子１３４の電圧を上回ったとき、比較器１２４は出力
端子１３９の電位をほぼ接地電位捷で低下させるよって
動作する。前述のように、出力端子１３９の電圧は、ス
テータ巻線の励磁を制御するために伝送線８８を介して
ＲＯＭ４４のアドレス入力端子Ａ４に印加される。

ＲＯＭ　４４のアドレス入力端子Ａ４に印加される電圧
が論理レベル「０」の電圧１で降下するたびに、ブリッ
ジの全ての電力用トランジスタ２０〜３０はステータ巻
線の励磁全中断するために非導通状態にバイアスされる
。

ＲＯＭ　４４のアドレス入力端子Ａ４が論理レベル「１
」の電位に戻されると、ロータ位置に基づく通常の励磁
パターンが回復される。

第４図（Ａ）〜第４図（Ｃ）のグラフは、ＰＷＭ回路９
０の動作を示す。第４図（Ａ）は巻線電流１３を示し、
第４図（Ｂ）はＰＷＭ回路９０の出力端子１１０に現わ
れる電圧Ｖ１１０を示し、第４図（Ｃ）はＰＷＭ回路９
０の出力端子１３９に現わｎる電圧ｖ１３９”示す。グ
ラフの時点Ｔ６から開始される動作の中で、ブリッジの
一対の電力用トランジスタは、バッテリー１６をステー
タ巻線１４ａ及び１４Ｃに接続するために、ＲＯＭ４４
に記憶されたステータ巻線励磁パターンＡＣに従って導
通状態にバイアスされる。分路抵抗器９６において測定
されるそれらの巻線全流扛る電流は、第４図（Ａ）に示
される工うに、時点Ａ、で基準電流■ｒｅｆに達する捷
で基準電流工ｒｅｆ　Ｋ向って増加する。

時点ＡＩＫ至るまで、出力端子１１０における比較器１
０６の出力は第４図（Ｂ）に示される工うにほぼ接地電
位に維持されており、出力端子１３９における比較器１
２４の出力は第４図（Ｃ）に示される工うにほぼ供給電
圧て維持されている。しかし、時点Ａ１に達すると、比
較器１０６は状態を変え、出力端子１１０の電圧は、直
ちに、第４図（Ｂ）に限定されるような電位■Ａ丑で上
昇する。その後、コンデンサ１１６Ｖｉ抵抗器１１２及
び１１４を介して供給電圧昔で充電するので、出力端子
１１０の電圧は第４図（Ｂ）に示されるように供給電圧
に向って上昇する。出力端子１１０における電圧の急激
な上昇に応答して、比較器１２４も状態を変え、出力端
子１３９におけるその出力は第４図（Ｃ）に示されるよ
うにほぼ接地電位１で降下する。前述のように、出力端
子１３９は伝送線８８を介してＲＰＭ　４４のアドレス
入力端子Ａ４に接続され、このアドレス入力端子に印加
される電圧が論理レベル「ｏ」の電位寸で降下したとき
、ＲＯＭ４４はステータ巻Ｍ１４ａ及び１４ｂの励磁全
中断させる工うに動作する。ＪＣの結果、巻線電流ｉａ
は第４図Ｃ〜に示されるようにセロに向がって減少する
。この間、分路抵抗器９６の両端電圧、従って伝送線９
８の電圧は、先に第１図に関連して説明した工うに、ま
た、以下に第６図ケ参照して説明するように、誘導エネ
ルギーが戻されるために実際には負になる。その間、抵
抗器１１４を介するコンデンサ充電電流は正電圧を発生
し、この電圧は、巻線電流１ａが基準電流■ｒｅｆより
降下しても比較器１０６を高インピーダンス状態に維持
するために、抵抗器１２０を介して比較器１０６の非反
転入力端子に印加される。しかしながら、時点Ｂ１にお
いて、充電電流はほぼゼロ１で減少され、比較器１０６
は、第４図（Ｂ）に示されるよウニ、巻線電流１ａのレ
ベル低下に工っで状態を変える。こ扛に応答し２て、コ
ンデンサ１１６はダイオード１４ｏ１抵抗器１４２及び
比較器１０６を介して放電する。さらに、比較器１２４
は第４図（Ｃ）に示される工うに高インピーダンス状態
に戻る。時点Ｂ１に出力端子１３９の電圧が通常の論理
レベル「１」の電位に戻ると、ＲＯＭ４４ｆｌステ一タ
巻線１４ａ及び１４ｂを再び励磁する。この時点から、
巻線電流１ａは、第４図（Ａ）に示されるように、時点
Ａ２において再び基準電流Ｉｒｅｆ　ｆ越える１で増加
し始め、時点Ａ２の後は、上述のプロセスが繰返される
。

上述の工うなモータ電流のターンオン動作とターンオフ
動作はステータ巻線の励磁全有効にパルス幅変調する。

第４図（Ａ）に限定される時点Ａ１から時点Ｂ１までの
時間間隔ｔｏｆｆは一定であシ、前述のように、抵抗器
１１２及び１１４と、コンデンサ１１６０ＲＣ時定数に
より決定される。本発明によれば、これらの回路素子は
、モータ電流がゼロまで降下するのを十分に阻止しうる
ほど短いターンオフ時間間隔（ｔｏｆｆ　）　ｆ提供す
るように選択される。この時間は基準電流レベルエｒｅ
ｆと、モータのステータ巻線のＬ／Ｒ時定数との関数と
して選択されれば良いことがわかる。一方、第４図囚に
限定される時点Ｂ！から時点Ａ２壕での時間間隔ｔｏｎ
はモータの逆起電力の関数として変化する。モータが高
速回転の場合、逆起電力も高く、時間間隔ｔｏｎは相対
的に長い。モータが低速回転であれば、逆起電力も低く
、時間間隔ｔｏｎは相対的に短い。従って、モータが低
速回転のときけ、パルス幅変調のオン／オフチューティ
サイクルは相対的に低く、モータが高速回転のときＫは
、パルス幅変調のオン／オフデユーティサイクルは相対
的に高い。

第５図囚から第５図（Ｃ）は、モータ回転数とステータ
巻線の電流との関係を示すグラフである。第５図（Ａ）
はモータが相対的に低速回転（６８０ｒｐｍ　）である
場合を示し、第５図（Ｂ）はモータが中速回転（９７５
ｒｐｍ　）である場合を示し、第５図（Ｃ）はモータが
相対的に高速回転（１３３５ｒｐｍ　）である場合を示
す。それぞｒのグラフはステータ巻線の電流１３金時間
の関数として示し、従って、第２図に示される１ａの理
想化された軌跡ｒ（直接関係している。各励磁極性の中
心の断続部はＡＢがらＡＣへ又はＢＡからＣＡへなどの
励磁パターン変化に対応する。

第５図に示されるように、パルス幅変調の励磁周波数と
オン／オフデユーティサイクルはモータ回転数が増すに
つれて減少し、そのため、なめらかなモータトルクの発
生に必要なほぼ最良の巻線励磁が達成されることは重要
である。さらに、始動時に近い非常に低い速度のとき、
パルス幅変調による電流リプルは最少であり、波形はほ
ぼ方形である。そのような低速における逆起電力は永久
磁石装置では台形であるので、アンペアごとのトルクは
最大となシ、装置の磁気回路及び電気回路はほぼ最良の
状態で利用されなければならない。言いかえると、性能
は、誘導起電刃と電流とが同一の形態である従来のＤＣ
装置の性能とほぼ等しくなるべきである。

第１図に関連して先に述べたように、１つの巻線励磁パ
ターンの終了時に発生する誘導エネルギーのバッテリー
１６への帰還は、ＰＷＭ回路９０が１つの励磁パターン
の中でステータ巻線の励磁を中断するように動作するた
びにも起こる。第６図（Ａ）及び第６図（Ｂ）は、この
動作を示すグラフである。第６図（Ａ）　ｒｆｉ分路抵
抗器９６において測定されるＤＣ線電流を時間に関して
示し、第６図＜Ｂ）は巻線電流ｉａ１時間の関数として
示す。ステータ巻線動作パターンがＡＢであると仮定す
ると、時間Ｔ。はブリッジの電力用トランジスタ２゜及
び３０がＲＯＭ　４４及びドライバ回路４６に工り導通
状態とされる時点に対応する。この後は、巻線電流１２
はＤＣ線電流と等しい。

ＤＣ線電流がＴ、において基準電流Ｉｒｅｆ　ｉ越える
と、田回路９０及びＲＯＭ　４４は、ステータ巻線１４
ａの励磁を中断するためにブリッジの電力用トランジス
タ２０及び３０を非導通状態にバイアスするように動作
する。その後は、ステータ巻線１４ａに蓄積された誘導
エネルギーがフリーホイーリングダイオード４０及び３
４を介してバッテリー１６に循環さ扛るので、バッテリ
ー電流は負となる。時間Ｔ２において、ＰｗＭ回路９０
に工す提供される所定のオフ時間間隔ｔｏｆｆが経過し
、電力用トランジスタ２０及び３０はステータ巻線１４
ａ及び１４ｂにバッテリー１６を接続するために再び導
通状態にバイアスされ、その後、上述のサイクルが繰返
される。

本発明の重要な一面は、モータの回転方向を逆転させた
いときにモータの再生制動が実行されることＫある。こ
の点に関して、第１に重要なのけ付加的な回路又は論理
素子を必要としないことであシ、ゼロ速度において新し
い方向へのモータ動作を開始するための論理の変更は不
要である。順方向／逆方向スイッチ８６が順方向から逆
方向へ又は逆方向から順方向へシフトされると、ＲＯＭ
　４４によりデータ線ＤＯ−Ｄ５に発生される励磁パタ
ーンも同様に、第１図に関して先に説明したように逆転
される。逆転に１って、バッテリー１６に工りステータ
巻線に印加される電圧は逆起電力に補足されるので、Ｄ
Ｃ線電流は急速に基準レベル捷で増加する。そこで、Ｐ
ｗＭ回路９０はステータ巻線１４２〜１４Ｃにおいて相
対的π高い周波数の電流振動を発生させる。電流が遮断
されるたびに、第６図に関して先に説明したように、高
エネルギーの電流パルスｕ；ｆ：ｎそれのフリーホイー
リングダイオード３２〜４２を介してバッテリー１６へ
戻される。その結果、モータは相対的に強く再生制動さ
れる。モータが減速するにっれて、パルス幅変調の周波
数は、モータがゼロ速度に達する１で増加し、ゼロ速度
に達した後は、ＲＯＭ４４により発生されている励磁パ
ターンシーケンスがモータの逆方向回転について正しい
ものであるので、モータは自動的に逆方向に加速する。

言いかえｔば、順方向制動動作のための励磁パターンシ
ーケンスは逆方向のモータ動作のシーケンスと同じであ
り、同様に、逆方向制動動作のための励磁パターンシー
ケンスは順方向のモータ動作のシーケンスと同じである
。これは本発明の重要な一面であシ、ゼロ速度において
論理変更が不要であるので、逆転の応答は急速である。

第７図は、モータの方向逆転中のモータ動作を示すグラ
フである。第７図（Ａ）はモータ回転数φｍ、ｆ時間の
関数として示し、第７図（Ｂ）はモータトルクＴｍヲ時
間の関数として示す。

これらの図において、モータ回転数とモータトルクは図
示されるモータの当初の回転方向に関しては負であるも
のとして定義されている。時間Ｔ。に至るまで、モータ
回転数とモータトルクは定常状態値にある。時間Ｔ。に
おいで、順方向／逆方向スイッチ８６はシフトされ、モ
ータの逆の回転方向が希望されたこと全指示する。この
時点で、ステータ巻線励磁パターン及びそのシーケンス
ＨＲＯＭ　４４　Ｋより逆転され、再生制動動作が実行
される。

その結果、第７図（Ｂ）に示されるように、モータトル
クは逆転され、相対的に高いピーク制動トルクＴｂが発
生される。モータが減速するにつれて、再生制動電流の
値、すなわちモータ制動トルクの値は減少する。時間Ｔ
１においてモータ回転数がゼロに達すると、モータトル
クは加速トルクＴａとなり、モータを新たな方向へ加速
する。モータが新たな方向へ加速するにつれて、逆起電
力が増加し、それに対応して、モータ加速トルクは時間
Ｔ２まで減少する。時間Ｔ２１Ｚこおいて、モータトル
クとモータ回転数は新しい定常状態値に達する。

ＰＷＭ回路９００基準電流■ｒｅｆはステータ巻線電流
の定常状態レベルを決定するので、基準電流１ｒｅｆと
、その結果として得られる定常状態モータ回転数との間
には直接の関係が成立する。図示される実施例において
は基準電流は「一定」であるとして説明されていたが、
定常状態モータ回転数を変化させるために基準電流の値
を（第３図の抵抗器（電位差計）１０２などによって）
変えても良い。

さらに、本発明の制御装置は、閉ループモータ回転数制
御システムを形成するために比例−積分（ｐｌ）又Ｉ′
ｉそのような他の帰還制御装置と共に使用されても良い
。七の工うにして使用する場曾、モータ回転数制御装置
の出力は基準電流の値を変化させるために使用されると
考えられる。モータが低速回転になりすきたならば、基
準電流は増加され、モータが高速回転になりすぎれば、
基準電流は減少される。

以上、図示実施例に関して本発明を説明したが、本発明
の教示から逸脱することなく様々な変形又は代替構成が
可能であろう。たとえば、必要に応じてＲＯＭ又はＰＬ
Ａ　４４の代わシに簡単なデジタル論理回路を使用して
も良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の好ましい実施例によるブラシレスモ
ータ制御システムのブロック線図、第２図（Ａ）から第２図（Ｃ）は、それぞれのモータ巻
線に関する理想化された相電圧及び相電流の波形を示す
グラフ、第３図は、第１図に示されるパルス幅変調回路の回路図
、第４図（Ａ）から第４図（Ｃ）１″ｔ１ｔ１第３ルス幅
変調回路において発生する様々な波形を示すグラフ、第５図（Ａ）から第５図（Ｑは、モータの低速、中速及
び高速回転に対するモータ巻線の電流と、時間との関係
を示すグラフ、第６図（Ａ）及び第６図（Ｂ）は、拡大時間目盛に基づ
く電源電流及びモータ巻線電流の波形を示すグラフ、及
び第７図（Ａ）及び第７図（Ｂ）は、モータの回転方向逆
転中のモータ回転数及びモータトルクと、時間との関係
とを示すグラフである。〔主要部分の符号の説明〕１０・・・ブラシレスＤＣモータ、１２　永久磁石ロータ、ｉ４ａ、１４ｂ、１４Ｃ−・・ステータ巻線、１６・バ
ッテリー、１８・全波ブリッジインバータ、４４　読出し専用記憶装置（ＲＯＭ　）、４６・ドライ
バ回路、８６・・・順方向／逆方向スイッチ、

Claims

【特許請求の範囲】１　永久磁石ロータ（１２）と、複数個の電気的に付勢
されるステータ巻線（１４）とを有するブラシレスＤＣ
モータ（１０）を駆動する回路であって；該回路は；直
流電圧源（１６）と；前記モータのロータの位置に応答
して、指定の方向にモータを回転させるステータ巻線の付勢パターンを指示する論理手段（４４）と；前記論理手段により指示されるパターンに
従って前記直流電圧源により前記ステータ巻線を付勢し、これによってモータの回転によってステータ巻線に誘導される逆起電力電圧と直流電圧源の電圧との差に従って決定される速度で増加する巻線電流を確立するスイッチング手段（１８、４６）と；巻線電
流が基準量（Ｉｒｅｆ）を越えたときに動作して所定の
期間（ｔｏｆｆ）巻線の付勢を中断し、それにより、な
めらかなモータ始動トルクを発生するためにゼロ速度近くでは相対的に高く且つ指定の方向へモータ回転数が増加するに伴ない自動的に減少する周波数とオフ／オンデューティサイクルで、モータのス
テータ巻線（１４）に印加される電圧をパルス幅変調す
るパルス幅変調手段（９０）とを有することを特徴とするブラシレスＤＣ
モータの駆動回路。２　特許請求の範囲第１項記載の駆動回路において、該
回路は、モータの回転方向を逆転させたいときに動作して、前記ステータ巻線（１４）に印加される電圧がモータの回転によって
前記ステータ巻線に誘導される電圧を助長するように、前記論理手段（４４）に、指示
されるステータ巻線付勢パターンを変更させ、それにより、巻線電流を相対的に高い速度で増加させるところの手段（８６）を有し、前記パルス幅変調手段（９０）は、こ
のような条件の下で動作して、前記ステータ巻線の付勢中断時に、前記ステータ巻線に蓄積されていたエネルギーがモータの回転が停止されるまでモータの永久磁石ロータ（１２）の再生制動動作を行うために一連の電
流パルスで直流電圧源（１６）へ戻されるように、前記
ステータ巻線に印加される電圧の周波数及びオフ／オンデューティサイクルを自動的に増加し、モータの回転停止後、逆方向へのモータの回転が自動的に開始されることを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動回路。３　永久磁石ロータ（１２）と、複数個のステータ巻線
（１６）とを有するブラシレスＤＣモータを、駆動する
回路であって；該回路は；直流電圧源（１６）と；モー
タのロータの位置と、モータの所望の回転方向に対応す
る方向信号とに応答して、所望の方向にモータを回転させるステータ巻線付勢パターンを指示する論理手段（４４）と；前記論理手段により指示され
るパターンに従って前記直流電圧源からのＤＣ線電流を前記ステータ巻線に供給するスイッチング手段（１８、４６）と；パルス幅
変調手段（９０）とから成り、前記ＤＣ線電流は直流電
圧源の電圧と、モータの回転によってそれぞれのステータ巻線に誘導される逆起電力電圧との差に従って決定される速度で増加し前記パルス幅変調手段（９０）は前記ＤＣ線電流が所望の定常状態のモータ
回転数に関連して決定される基準量（ｌｒｅｆ）を越えたときに動作して、それぞれのス
テータ巻線の電流がゼロまで降下するのに要する時間より短い期間（Ｔｏｆｆ）だけ前記
直流電圧源からの電流の供給を中断し、それにより、なめらかなモータ始動トルクを発生するためにゼロ速度近くでは相対的に高く且つモータ回転数が増すにつれて自動的に減少する周波数とオフ／オンデューティサイクルで、モータのステータ巻線（１４）に印加される電圧をパルス幅変調し；該駆
動回路は；更に、モータの回転方向の逆転が希望されることを前記方向信号が指示したときに動作して、前記ステータ巻線（１４）に印加される電圧がモータの回転によって
前記ステータ巻線に誘導される電圧助長するように、前記論理手段（４４）に、指示され
るステータ巻線付勢パターンを変更させ、それにより、ＤＣ線電流は相対的に急速に前記パルス幅変調手段の基準量を越えて増加し、その結果前記ステータ巻線に印加される電圧の周波数及びオフ／オンデューティサイクルは自動的に増加され、且つ前記ステータ巻線に蓄積されたエネルギーは、電流供給の中断時に、モータの回転が停止されるまでモータの永久磁石ロータ（１２）の再生制動動作を行うために一連の電流パル
スとして直流電圧源へ戻され、モータの回転停止後、モータのゼロ速度における前記論理手段の変更を必要とすることなく、逆方向へのモータの回転が自動的に開始されるところの手段を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動回路。