JP4408571B2 - 電子コミュテーション式モータ - Google Patents

Description

【０００１】
【技術分野】
本発明は、永久磁石ロータとステータとを有する電子コミュテーション式モータに関する。
【０００２】
【技術的背景】
この種の電子コミュテーション式モータは多種多様に公知である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、新規の電子コミュテーション式モータを提供することである。
【０００４】
【解決手段】
本発明によればこの課題は、ロータとステータとを有する電子コミュテーション式モータであって、
固定子巻線装置と、コミュテーション装置とを有し、
前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電可能であり、
前記フルブリッジ回路は各ブリッジ分岐路に、１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
前記コミュテーション装置は、前記トランジスタをコミュテーションし、
かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号によって制御されて、上側トランジスタおよび下側トランジスタが交互にスイッチオンされるように構成されており、
さらに、少なくとも１つのモータ量に依存して、所定の値を上回る制動電流がブリッジ回路に発生するとき、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させて、モータにより発電的に形成される電流が低減されるように構成された装置が設けられている電子コミュテーション式モータにより解決される。
【０００５】
この種の電子コミュテーション式モータは、外部の影響により所望の回転数を上回ることがあり得るような動作タスクに非常に適する。これによりこの形式のモータはブリッジ回路により制動動作へ自動的に移行し、この制動動作においては所定のモータ限界値を上回らない、または実質的に上回らないことが保証される。
【０００６】
前記課題の別の解決手段は、ロータとステータとを備える電子コミュテーション式モータであって、
固定子巻線装置を有し、
該固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電され、
前記フルブリッジ回路は、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＮＭＯＳトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＮＭＯＳトランジスタは前記直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは前記直流源の負の線路と接続されており、
ブリッジ分岐路の上側トランジスタにはそれぞれ蓄積コンデンサが配属されており、
該蓄積コンデンサは前記ブリッジ分岐路の下側トランジスタを介して充電可能であり、かつ前記上側トランジスタに制御電圧を供給するために用いられ、
さらに前記トランジスタをコミュテーションするためのコミュテーション装置を有し、
該コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路では上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されており、
モータ回転数が監視され、所定の回転数値を下回る際、所定の時間の経過後、フルブリッジ回路の上側トランジスタが短時間阻止され、該フルブリッジ回路の下側トランジスタが短時間スイッチオンされ、
これにより上側トランジスタの蓄積コンデンサが充電され、このことにより該上側トランジスタの確実な制御が、回転数が低い場合またはモータが静止状態にある場合でも保証される電子コミュテーション式モータにより得られる。
【０００７】
従ってＮＭＯＳトランジスタによるこの種のフルブリッジ回路を有するモータにおいて、回転数が非常に低くなる場合、またはゼロに低下するような場合でも駆動能力が保証される。
【０００８】
前記課題の解決手段は、永久磁石ロータと、ステータと、固定子巻線装置と、コミュテーション装置と、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ、以下、マイクロプロセッサと称する、とを有する電子コミュテーション式モータの駆動方法であって、
前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電可能であり、
前記フルブリッジ回路は複数のブリッジ分岐路を有し、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
前記コミュテーション装置は前記トランジスタをコミュテーションし、
かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号により制御されて、上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されている形式のモータの駆動方法において、
マイクロプロセッサにて、モータの合成的（synthetisch）モデルに基づき、該モータに供給される直流電圧がモータで誘導される電圧と所定の関係にあるか否かを監視し、
前記関係が維持されない場合、該関係を補正するためにＰＷＭ信号のデューティ比を相応に変化し、
該ＰＷＭ信号により第２のブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされ、
前記デューティ比の変化によって、前記所定の関係の逸脱に対抗的に作用する、電子コミュテーション式モータの駆動方法によっても得られる。
【０００９】
このようにしてソフトウエアを相応に構成することにより、すなわちモータの合成的（場合により単純化された）モデルにより、モータが過負荷により脅かされない領域で動作するようになる。例えば高い固有電力を有する多くのモータでは、過度に高い駆動電流または制動電流によってステータに強い磁界が形成され、永久磁石ロータが減磁されることがある。このことは本発明の方法により簡単に阻止され、これにより動作確実性が格段に向上する。
【００１０】
前記課題の別の解決手段は、ロータとステータとを有する電子コミュテーション式モータであって、
前記ステータには固定子巻線装置が配置されており、
該固定子巻線装置には、並列に接続された複数のブリッジ分岐路を備えるフルブリッジ回路が配属されており、
前記ブリッジ分岐路の各々は１つの上側トランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側トランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
ブリッジ分岐路の前記２つのトランジスタにはそれぞれ１つの制御回路が配属されており、
該制御回路は、第１の入力信号に依存してアクティブまたは非アクティブにされ、かつ当該非アクティブ状態では配属されたブリッジ分岐路の２つのトランジスタを阻止し、
かつ前記制御回路は第２の入力信号に依存して、第１の入力信号によりアクティブ化された状態では、上側トランジスタまたは下側トランジスタのいずれかが導通制御されるように切替可能であり、
さらにマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ、以下マイクロプロセッサと称する、を有し、
該マイクロプロセッサは、第１の入力信号を第１の出力端に形成し、第２の入力信号を第２の出力端に形成し、
そして制御可能なデューティ比を備えるＰＷＭ信号の形態の第３の入力信号を有し、
該第３の入力信号は、制御回路に第２の入力信号とは並列にＰＷＭ信号源から供給可能であり、かつマイクロプロセッサの第２の出力端が所定のスイッチ状態に切り替えられるときだけ作用する電子コミュテーション式モータにより得られる。
【００１１】
このことにより、ＰＷＭ信号が制御回路の直前で初めて導入することに成功する。このことは回路を非常に簡単にするが、マイクロプロセッサはそれにもかかわらず制御回路を完全にコントロールする。これによりマイクロプロセッサは、ＰＷＭ信号に依存せずに、配属されたブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタを制御することができる（例えばチャージポンプとして使用した場合）。しかし他方では、マイクロプロセッサの第２の出力を所定の回路状態に切り替えた後、このブリッジ分岐路をＰＷＭ信号により、例えばモータパラメータを調整するために制御することができる。
【００１２】
本発明のさらなる詳細および有利な実施形態は、以下の説明および図面に示された実施例並びに従属請求項から明らかとなる。しかし実施例は本発明の限定として理解すべきものではない。従って、特許請求の範囲に付した図面参照符号（及び図番）も専ら発明の理解を助けるためのものに過ぎず、本発明を図示の態様に限定することを意図していない。ここに、本発明の好ましい実施の形態を示す：
（形態１） 本発明の第１の視点の、ロータとステータとを有する電子コミュテーション式モータは、
固定子巻線装置と、コミュテーション装置とを有し、
前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電可能であり、
前記フルブリッジ回路は各ブリッジ分岐路に、１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
前記コミュテーション装置は、前記トランジスタをコミュテーションし、かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路では上側トランジスタおよび下側トランジスタが交互にスイッチオンされるように構成され、
前記第２のブリッジ分岐路の前記上側トランジスタおよび前記下側トランジスタを所定のデューティ比で交互にスイッチオンするよう作動するＰＷＭ信号を生成するための発生器が設けられ、
さらに、少なくとも１つのモータ量に依存して、所定の値を上回る制動電流がフルブリッジ回路に発生するとき、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させて、モータにより発電的に形成される電流が低減されるように構成された装置が設けられていることを特徴とする（第１基本構成）。
（形態２） 上記形態１の電子コミュテーション式モータにおいて、直流源における電圧を監視するための装置を有し、
該装置は、所定の上側限界値を前記電圧が上回るとき、フルブリッジ回路の全てのトランジスタを阻止することが好ましい。
（形態３） 上記形態２の電子コミュテーション式モータにおいて、モータ制御に用いるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下マイクロプロセッサと称する）を有し、
該マイクロプロセッサはＡ／Ｄ変換器を有し、
該Ａ／Ｄ変換器は直流源の電圧をデジタル値に、マイクロプロセッサでのデジタル後続処理のために変換することが好ましい。
（形態４） 上記形態１〜３の何れかの電子コミュテーション式モータにおいて、モータ制御に用いるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下マイクロプロセッサと称する）を有し、
該マイクロプロセッサは動作時に、出力信号をフルブリッジ回路を制御するために送出し、
各ブリッジ分岐路にはコミュテーション構成素子が、当該ブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとを交互にスイッチオンするために配属されており、
該コミュテーション構成素子は少なくとも２つの信号入力端を有し、
該信号入力端はマイクロプロセッサの別個の信号出力によって制御可能であり、
ＰＷＭ信号が前記信号入力端の１つに供給可能であり、
該信号入力端に配属された、マイクロプロセッサの信号出力端は高抵抗状態に切替可能であり、
これにより前記マイクロプロセッサから、前記ブリッジ分岐路のトランジスタの交互スイッチオンがＰＷＭ信号によってアクティブにされることが好ましい。
（形態５） 上記形態１〜４の何れかの電子コミュテーション式モータにおいて、モータ制御に用いるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下マイクロプロセッサと称する）を有し、
該マイクロプロセッサはモータの回転数制御に用いられ、かつ少なくとも１つの出力端にプロセッサＰＷＭ信号をモータの回転数制御のために出力し、
さらに、前記プロセッサＰＷＭ信号のデューティ比を回転数に依存する値に制限するための装置を有することが好ましい。
（形態６） 上記形態５の電子コミュテーション式モータにおいて、前記デューティ比は制動過程時には、モータの回転数の減少と共に減少する最小値に制限されることが好ましい。
（形態７） 上記形態５又は６の電子コミュテーション式モータにおいて、プロセッサＰＷＭ信号は、そのデューティ比によって第１のコンデンサの充電状態を制御し、
第２のコンデンサが設けられており、
該第２のコンデンサは抵抗装置を介して前記第１のコンデンサと接続されており、
フルブリッジ回路に供給されるＰＷＭ信号のデューティ比は実質的に、前記２つのコンデンサの一方の電圧によって制御されることが好ましい。
（形態８） 上記形態７の電子コミュテーション式モータにおいて、前記第２のコンデンサは第１のコンデンサよりも小さい容量を有することが好ましい。
（形態９） 上記形態７又は８の電子コミュテーション式モータにおいて、電流制限装置がモータに対して設けられており、
該電流制限装置は、所定の限界値を駆動電流が上回るとき、前記第２のコンデンサの電荷を所定の方向に変化させ、
かつ前記電流制限装置は、所定の限界値を制動電流が上回るとき、前記第２のコンデンサの電荷を前記所定の方向とは反対の方向に変化させることが好ましい。
（形態１０） 本発明の第２の視点の、ロータとステータとを備える電子コミュテーション式モータは、
固定子巻線装置を有し、
該固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電され、
前記フルブリッジ回路は、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＮＭＯＳトランジスタと、１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＮＭＯＳトランジスタは前記直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは前記直流源の負の線路と接続されており、
ブリッジ分岐路の上側トランジスタにはそれぞれ蓄積コンデンサが配属されており、
該蓄積コンデンサは前記ブリッジ分岐路の下側トランジスタを介して充電可能であり、かつ前記上側トランジスタに制御電圧を供給するために用いられ、
さらに前記トランジスタをコミュテーションするためのコミュテーション装置を有し、
該コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路では上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されており、
モータ回転数が監視され、所定の回転数値を下回る際、所定の時間の経過後、フルブリッジ回路の上側トランジスタが短時間阻止され、該フルブリッジ回路の下側トランジスタが短時間スイッチオンされ、
これにより上側トランジスタの蓄積コンデンサが充電され、このことにより該上側トランジスタの確実な制御が、回転数が低い場合またはモータが静止状態にある場合でも保証されることを特徴とする（第２基本構成）。
（形態１１） 本発明の第３の視点の、永久磁石ロータとステータとを有する電子コミュテーション式モータの駆動方法であって、
前記モータはさらに固定子巻線装置と、コミュテーション装置と、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下、マイクロプロセッサと称する）とを有し、
前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電可能であり、
該フルブリッジ回路は、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
前記コミュテーション装置は前記トランジスタをコミュテーションし、
かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号によって制御されて、上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されている形式のモータの駆動方法において、
前記マイクロプロセッサにてモータの合成的モデルと、該マイクロプロセッサに供給されるモータ回転数に対する値とに基づき、該モータに供給される直流電圧がモータに誘導される電圧と所定の関係にあるか否かを連続的に監視し、
モータが発電的に駆動され、かつモータに印加される直流電圧が所定の関係外にあるとき、マイクロプロセッサによりＰＷＭ信号のデューティ比を相応に変化し、
当該ＰＷＭ信号によって、第２のブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとを交互にスイッチオンし、これにより前記変化によって制動電流を制限することを特徴とする（第３基本構成）。
（形態１２） 本発明の第４の視点の、永久磁石ロータと、ステータと、固定子巻線装置と、コミュテーション装置と、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下、マイクロプロセッサと称する）とを有する電子コミュテーション式モータの駆動方法であって、
前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路を介して電流が直流源から給電可能であり、
前記フルブリッジ回路は複数のブリッジ分岐路を有し、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
前記コミュテーション装置は前記トランジスタをコミュテーションし、
かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号により制御されて、上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されている形式のモータの駆動方法において、
マイクロプロセッサにて、モータの合成的モデルに基づき、該モータに供給される直流電圧がモータで誘導される電圧と所定の関係にあるか否かを監視し、
前記関係が維持されない場合、該関係を補正するためにＰＷＭ信号のデューティ比を相応に変化し、
該ＰＷＭ信号により第２のブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされ、
前記デューティ比の変化によって、前記所定の関係の逸脱に対抗的に作用する、
ことを特徴とする（第４基本構成）。
（形態１３） 本発明の第５の視点の、ロータとステータとを有する電子コミュテーション式モータは、
前記ステータには固定子巻線装置が配置されており、
該固定子巻線装置には、並列に接続された複数のブリッジ分岐路を備えるフルブリッジ回路が配属されており、
前記ブリッジ分岐路の各々は１つの上側トランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
前記上側トランジスタは直流源の正の線路と接続されており、
前記下側トランジスタは直流源の負の線路と接続されており、
ブリッジ分岐路の前記２つのトランジスタにはそれぞれ１つの制御回路が配属されており、
該制御回路は、第１の入力信号に依存してアクティブまたは非アクティブにされ、かつ当該非アクティブ状態では配属されたブリッジ分岐路の２つのトランジスタを阻止し、
かつ前記制御回路は第２の入力信号に依存して、第１の入力信号によりアクティブ化された状態では、上側トランジスタまたは下側トランジスタのいずれかが導通制御されるように切替可能であり、
さらにマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下、マイクロプロセッサと称する）を有し、
該マイクロプロセッサは、第１の入力信号を第１の出力端に形成し、第２の入力信号を第２の出力端に形成し、
そして制御可能なデューティ比を備えるＰＷＭ信号の形態の第３の入力信号を有し、
該第３の入力信号は、制御回路に第２の入力信号とは並列にＰＷＭ信号源から供給可能であり、かつマイクロプロセッサの第２の出力端が所定のスイッチ状態に切り替えられるときだけ作用することを特徴とする（第５基本構成）。
（形態１４） 上記形態１３の電子コミュテーション式モータにおいて、マイクロプロセッサの第２の出力端の前記所定のスイッチ状態は、高抵抗状態であることが好ましい。
（形態１５） 上記形態１３又は１４の電子コミュテーション式モータにおいて、第３の入力信号は制御回路にダイオードを介して供給可能であることが好ましい。
（形態１６） 上記形態１３〜１５の何れかの電子コミュテーション式モータにおいて、第３の入力信号の振幅は、例えばツェナーダイオードによって制限されることが好ましい。
（形態１７） 上記形態１３〜１６の何れかの電子コミュテーション式モータにおいて、制御回路は入力端を有し、
該入力端には抵抗が接続されており、
該抵抗の大きさはデッドタイムの大きさを、配属されたブリッジ分岐路のトランジスタ間で切り替わる際に調整し、
前記抵抗は制御可能なスイッチ素子によって少なくとも部分的に橋絡可能であり、
前記スイッチ素子は第１の入力信号によって制御可能であることが好ましい。
（形態１８） 上記形態１７の電子コミュテーション式モータにおいて、前記制御可能なスイッチ素子は、マイクロプロセッサの第１の出力端が高抵抗状態を取るとき制御され、これにより配属されたブリッジ分岐路が阻止されることが好ましい。
（形態１９） 上記形態１３〜１８の何れかの電子コミュテーション式モータにおいて、ＰＷＭ信号源のデューティ比はコンデンサの電圧によって制御可能であり、
該電圧は、過度に大きな駆動電流が固定子巻線装置を流れるとき、第１の電流制限装置によって所定の方向に変化可能であり、
これにより前記駆動電流はデューティ比の相応の変化によって低下され、
前記電圧は、過度に大きな制動電流が固定子巻線装置を流れるとき、第２の電流制限装置によって前記所定の方向とは反対の方向に変化可能であり、
これにより前記制動電流はデューティ比の相応の変化によって低下されることが好ましい。
（形態２０） 上記形態１９の電子コミュテーション式モータにおいて、デューティ比に対する制限装置が設けられており、
これによりデューティ比が極値を取るとき、ブリッジ分岐路の下側トランジスタが常時開放されかつ上側トランジスタが常時閉成される状態になることが阻止されることが好ましい。
（形態２１） 上記形態１３〜２０の何れかの電子コミュテーション式モータにおいて、少なくとも３相に構成されており、かつ少なくとも３つの制御回路をブリッジ分岐路に対して有し、
コミュテーションの際に、制御回路の第１の入力信号の中断を、当該制御回路がコミュテーションの前後でアクティブでなければならない場合に阻止する装置を有することが好ましい。
【００１３】
【説明の実施の形態】
モータ
図１は、３相電子コミュテーション式モータ（ＥＣＭ）３２を示し、このモータは巻線端子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と、３つのブリッジ分岐路を備えるフルブリッジとして構成された出力段７８とを有する。
【００１４】
交流電圧源７０からの交流電圧は整流器７２で整流され、直流中間回路（線路）７３，７４（ＤＣリンク）に供給される。コンデンサ７５は中間回路７３，７４の直流電圧ＵＢを平滑化し、この直流電圧はフルブリッジ回路７８の個々のブリッジ分岐路に供給される。この直流電圧は端子７６で測定することができる。電力スイッチとして実施例では、上側電力スイッチ８０，８２，８４と下側電力スイッチ８１，８３，８５に対してＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される。電力スイッチ８０〜８５にはフリーホイールダイオード９０，９１，９２，９３，９４，９５が逆並列に接続されている。フリーホイールダイオード９０〜９５は通常は所属のＮチャネルＭＯＳＦＥＴに組み込まれている。中間回路７３，７４での直流電圧ＵＢは負荷７７、例えばモータ３２の電子構成素子にも供給される。
【００１５】
上側電力スイッチ８０，８２，８４を介してそれぞれの巻線端子Ｌ１，Ｌ２ないしＬ３をプラス線路７３と接続することができ、下側電力スイッチ８１，８３，８５を介してそれぞれの巻線端子Ｌ１，Ｌ２ないしＬ３を負の線路７４と接続することができる。
【００１６】
モータ３２は中央制御ユニット３４を有する。この中央制御ユニットは上側および下側電力スイッチ８０〜８５を切り替える。
【００１７】
測定抵抗８７は、下側ブリッジトランジスタ８１，８３，８５を流れる電流ｉ２を、点８８とアースとの間の電圧を基準にして測定し、中央制御ユニット３４の電流制限部に供給するために用いる。この回路ではこの電流ｉ２が両方向に流れる：図示の方向には、モータ３２が電力を消費するときに流れ、反対方向にはモータが発電機として動作し、電力を出力するときに流れる。この場合この電力はコンデンサ７５へと流れる。
【００１８】
モータ３２は永久磁石ロータ１１０，ステータ１１４および３つの電流磁気効果型ロータ位置センサ１１１，１１２，１１３を有する。電流磁気効果型ロータ位置センサとして例えばホールセンサが使用できる。
【００１９】
ロータ１１０は４極アウタロータとして図示されている。
【００２０】
３つの電流磁気効果型ロータ位置センサ１１１，１１２，１１３はそれぞれ１２０゜ｅｌの角度間隔を以てロータ１１０の周囲に配置されており、ロータの位置検出に用いられる。従ってロータ位置センサ１１１は０゜ｅｌ（機械的０゜）ロータ位置センサ１１２は１２０゜ｅｌ（機械的６０゜）、そしてロータ位置センサ１１３は２４０゜ｅｌ（機械的１２０゜）に配置されている。
【００２１】
電気的角度ｐｈｉ_ｅｌと機械的角度ｐｈｉ_ｍｅｃｈとの一般的関係はロータの極数ＰＺにより
ｐｈｉ_ｅｌ＝ｐｈｉ_ｍｅｃｈ＊ＰＺ／２ （１）
によって与えられる。
【００２２】
ロータ位置センサ１１１はホール信号ＨＳ１を、ロータ位置センサ１１２はホール信号ＨＳ２を、ロータ位置センサ１１３はホール信号ＨＳ３を送出する。図２参照。ホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３は中央制御装置３４に供給され、この装置はそこからロータの位置とその回転数ｎを検出することができる。
【００２３】
ステータは３つの固定子巻線１１５，１１６および１１７を有し、これらの巻線は本実施例で三角（デルタ）接続されている。固定子巻線には出力段７８により巻線端子Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を介して通電される。
【００２４】
制御ロジック
図２は、上側電力スイッチ８０，８２，８４の通電（欄７０４）と、下側電力スイッチ８１，８３，８５の通電（欄７０２）とを、ロータ位置センサ１１１，１１２，１１３のホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３（欄７００）に依存してモータの回転方向で示す表である。これに加えて同様に電気的角度ｐｈｉ_ｅｌの角度領域も示されている。電力スイッチ８０〜８５の列にある値はクロッキング（Taktung）なし（欄７０６）、すなわち信号ＰＷＭ２のないモータに対して当てはまる。欄ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３およびＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３は交互にクロッキングされる（欄７０８）モータ３２に対して当てはまる。これは図３に基づいて説明される。
【００２５】
例えばホール信号は、領域０゜〜６０゜ｅｌのロータ１１０の１つの位置で値ＨＳ１＝１，ＨＳ２＝０そしてＨＳ３＝１を有する。そこから電力スイッチ８０〜８５に対する制御が得られる。クロッキングなしの制御の場合、巻線端子Ｌ１は電力スイッチ８０を介してプラス線路７３（図２のスイッチ８０では１）に接続され、巻線端子Ｌ２は電力スイッチ８３を介してマイナス線路（図２のスイッチ８３では１）に接続され、巻線端子Ｌ３では２つの電力スイッチ８４と８５は開放しており（それぞれ図２のスイッチ８４と８５では０）、電力スイッチ８１と８２も同様である。
【００２６】
単純な（パルス制御）クロッキング（図３参照）の場合、"１"は下側電力スイッチ８１，８３，８５の１つでこれがＰＷＭ信号によりクロッキングされ、従って所定のデューティ比でスイッチオン・オフされることを意味する。
【００２７】
交互（パルス制御）クロッキング（図３参照）の場合、１は下側電力スイッチの１つでこれがＰＷＭ信号（図４Ｃ）によりクロッキングされ、所属の上側電力スイッチが反転ＰＷＭ信号（図４Ｂ）により同様にクロッキングされることを意味する。
【００２８】
単純クロッキングおよび交互クロッキングについての詳細は図３に示されている。
【００２９】
列ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３およびＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３はドライバ構成素子２００（図１１）の制御を定める。このドライバ構成素子はそこから交互クロッキングを形成する。ここで例えばＥＮ１＝０の意味するのは、Ｌ１に対するブリッジ分岐路のためのドライバ構成素子がアクティブであることであり、ＥＮ１＝１の意味するのは、このドライバ構成素子がアクティブではないこと、すなわちトランジスタ８０と８１が阻止されることである。ＩＮ１＝１の意味するのは、ドライバ構成素子２００がアクティブであるとき上側電力スイッチ８０は閉成されることであり、ＩＮ１＝ＴＲＩＳＴＡＴＥ（ＴＲＩ）の意味するのは、ドライバ構成素子２００がアクティブであるときＰＷＭ信号ＰＷＭ２がドライバ構成素子２００の上側ドライバ２１０または下側ドライバ２１２を交互にアクティブにし、これによりトランジスタ８０が導通し、トランジスタ８１が阻止されるか、または逆にトランジスタ８０が阻止され、トランジスタ８１が導通することである。この切り替えは例えば２０ｋＨｚの周波数により行われ、この切り替えの際に電荷がコンデンサ２３０に常時ポンピングされ、これにより常に充電された状態に留まる。ドライバ構成素子が遮断されているとき（例えばＥＮ１＝１）ＩＮ１の値は何の作用も及ぼさない。しかしこの場合通常は１にセットされる。このことは図２に示されている。
【００３０】
ロータ１１０が０゜〜６０゜ｅｌの領域にある上記例に対してこのことは、ドライバ構成素子が巻線端子Ｌ１とＬ２のブリッジ分岐路に対してはスイッチオンされているが（ＥＮ１＝０かつＥＮ２＝０）、巻線端子Ｌ３に対するブリッジ分岐路は遮断されている（ＥＮ３＝１）ことを意味する。Ｌ１に対するブリッジ分岐路では上側電力スイッチ８０が閉成されており（ＩＮ１＝１）、Ｌ２に対するブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号ＰＷＭ２により電力スイッチ８３と８２との間で交互に切り替えられる。これについては上に説明した。
【００３１】
ロータ１１０のいずれの位置でも制御ロジックに従い、巻線端子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のうちのちょうど１つにはまったく通電されず、第２の端子には動作電圧ＵＢが印加され、第３の端子は正と負の動作電圧の間を交互に切り替えられる。従って等価回路では、通電されない巻線端子を省略することができ、ステータ１１４を２極と見なすことができる。このことにより以下、１つの巻線だけを考察すれば良く、他の巻線は同様に作用する。
【００３２】
交互クロッキング（パルス制御）
図３は、０゜〜６０゜ｅｌの領域のロータ位置に対してアクティブな回路部分による等価回路を示す。図１と同じ部材は同じ参照符号を有しており、再度説明しない。電力スイッチ８０，８１，８２は象徴的にスイッチの形で示されている。
【００３３】
Ｌ１とＬ２の間に接続された固定子巻線１１６（この巻線には、図１に示すように直列に接続された固定子巻線１１５と１１７が並列に接続されている）は巻線インダクタンス１２０、巻線抵抗１２１およびロータ１１０の回転時に巻線１１６に誘導される電圧Ｕｉに対する電圧源１２２として示されている。この電圧は
Ｕｉ＝ｎ＊ｋｅ （２）
に従いモータの回転数およびモータ定数ｋｅに比例する。
【００３４】
巻線１１６を流れる巻線電流はｉ３により示されている。中間回路直流ｉ１は中間回路７３，７４からの平滑化された電流であり、ｉ２はクロッキングされた出力段の電流である。
【００３５】
上側電力スイッチ８２は領域０゜〜６０゜ｅｌの領域のロータ位置では閉成される。
【００３６】
単純クロッキングの場合、下側電力スイッチ８１はＰＷＭ信号２２８（パルス幅変調された信号）により閉成および開放され、上側電力スイッチ８０は開放されたままに留まる。ＰＷＭ信号２２８のいわゆるデューティ比ｔＯＮ／Ｔ（図１０）によりモータ回転数が制御される。スイッチ８１が閉成されているとき、巻線電流ｉ３はプラス線路７３から電力スイッチ８２，巻線抵抗１２１および巻線１２０を介して電力スイッチ８１へ流れ、電流ｉ３は電流ｉ２と同じである。
【００３７】
電力スイッチ８１が開成されると、巻線（インダクタンス）１２０は、電流ｉ３を維持するように作用する。ダイオード９１は、電流ｉ３を阻止するので、電流ｉ３はフリーホイールダイオード９０を経ると共に閉成したスイッチ８２を経て流れる。クロッキング（パルス）制御された電流ｉ２の算術手段は、この際中間回路直流ｉ１に相当する。
【００３８】
出力段がここで有利に使用されるように交互にクロッキング（パルス切換制御）される場合、電力スイッチ８１は単純クロッキングの場合のようにＰＷＭ信号２２８によりスイッチオン・オフされる。電力スイッチ８１が閉成されているとき同時に電力スイッチ８０はＰＷＭ信号２２７により付加的に開放される。またその反対も真である。従ってＰＷＭ信号２２７は、場合により存在するデッドタイムを無視すれば反転されたＰＷＭ信号２２８に相当する。これについての詳細は図４で説明する。
【００３９】
交互クロッキングにより一方では、フリーホイールダイオード９０が橋絡される。このフリーホイールダイオードに、単純クロッキングの場合は損失電力の大部分が発生する。ここでＭＯＳＦＥＴでは電流が両方向に流れることのできることを利用する。他方では、交互クロッキングにより巻線電流ｉ３は両方向に流れることができる。単純クロッキングの場合、巻線電流ｉ３はダイオード９０を通って、１方向、すなわちモータを駆動する方向にしか流れることができない。巻線電流ｉ３は反対方向に流れるときモータの制動に作用する。
【００４０】
図４Ａから図４Ｆは、交互クロッキング時に図３に発生する電圧、電流、および電力の線図である。
【００４１】
図４ＡはＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０を示す。この信号は例えば周波数が２０ｋＨｚであり、図８と図９で詳細に説明する。この信号によって、ドライバ構成素子２００（図１１）の電力スイッチ８０（図３）を制御するための信号２２７と、電力スイッチ８１（図３）を制御するための信号２２８が発生される。信号２２７と２２８は実質的に鏡像的に相互に経過する。すなわち信号２２７がハイであるとき信号２２８はローであり、信号２２７がローであるとき信号２２８はハイである。これらの信号２２７，２２８はデッドタイムΔｔ（例えば１μｓ）により相互に分離され、その間２つのトランジスタ８０，８１は導通しない。このデッドタイムの間、それぞれ電流ｉ９０（図４Ｄ）はダイオード９０を通って流れる。
【００４２】
図４Ｂは電流ｉ８０を概略的に示す。この電流はＰＷＭ信号２２７に依存して、トランジスタ８０が導通し、トランジスタ８１が開放されるときこのトランジスタ８０を流れる。最大電流ｉ＿ｍａｘは例えば値４Ａを有する。
【００４３】
図４Ｃは、電流ｉ８１を模式的に示し、ｉ８１は、ＰＷＭ信号に依存して、トランジスタ８１が導通しトランジスタ８０が開成のとき、トランジスタ８１に流れる。その最大電流ｉ＿ｍａｘは、４Ａである。
【００４４】
図４Ｄは電流ｉ９０を示す。この電流は各デッドタイムΔｔでダイオード９０を流れる。最大電流ｉ＿ｍａｘは値４Ａを有する。デッドタイムΔｔを維持しなければならないのは、トランジスタ８０と８１が同時に導通すると短絡が発生することがあり、これがフルブリッジ回路を破壊することになるからである。
【００４５】
図４Ｅはトランジスタ８０に発生する損失電力Ｐ８０と、ダイオード９０により発生する損失電力Ｐ９０を示す。トランジスタ８０の最大損失電力Ｐ８０＿ｍａｘは例えば１Ｗであり、ダイオード９０の最大損失電力Ｐ９０＿ｍａｘは例えば６Ｗである。従って交互クロッキングにより、損失電力はトランジスタ８１が開放している時間の間、デッドタイムを除いて６Ｗから１Ｗに低減される。なぜなら時間Ｔ８０（図４Ｅ）の間、トランジスタ８０はその低い内部抵抗（例えば６０ｍΩ）によりダイオード９０を橋絡するからである。
【００４６】
図４Ｆはトランジスタ８１の損失電力Ｐ８１を示す。トランジスタ８１の最大損失電力Ｐ８１＿ｍａｘは例えば１Ｗである。
【００４７】
従ってトランジスタ８０と８１の「交互クロッキング」によって、単純クロッキングの場合はダイオード９０で発生する損失電力の大部分が回避される。同じことが図１のダイオード９２と９４に対しても当てはまる。ダイオード９０，９２，９４での損失電力を低減すれば、回路構成部材が強く加熱されることがなくなり、小型の構造が可能となる。
【００４８】
ハードウエア−電流制限部
図５は、抵抗８７を流れる電流ｉ２に対する電流制限部１３１を示す。この電流制限部は、電流ｉ２が図示の方向を有するときだけ作用する。従って「正」の電流制限部と称される。抵抗１３４および１３６から形成される分圧器（ＮＴＣ抵抗１３６’については下記参照）は、コンパレータ１３７の非反転入力端１３８に電位を印加する。この電位は、最大許容電流ｉ２において点１４０の電位に相当する電位である。
【００４９】
ｉ２が最大許容正電流よりも小さければ、小さな電圧ｕ２が抵抗８７で降下し、コンパレータ１３７の反転入力端１４０に印加される電圧はコンパレータ１３８の非反転入力端１３８に印加される電圧よりも低い。従ってコンパレータ１３７の出力は高抵抗であり、調整コンデンサ１４８に影響を及ぼさず、ひいては点１５７での電流制限される調整値に影響を及ぼさない。抵抗１３０とコンデンサ１３２からなるＲＣ素子はローパスフィルタとして抵抗８７に発生する電圧ピークに対して使用される。
【００５０】
しかし電流ｉ２が大きくなり、反転入力端１４０の電位がコンパレータ１３７の非反転入力端１３８の電位より大きくなると、コンパレータ１３７の出力端１４２はアースに切り替わり、コンデンサ１４８から放電電流が抵抗１４４を介して流れ、これによりコンデンサ１４８の電圧は減少し、同様に点１５６の調整値も低下する。
【００５１】
抵抗１５０は、制御器調整値が点１５４から点１５６へ到達するために通る抵抗１５２より小さいから、点１４６の電位が優先し、かくて点１５６の調整値は低下する。
【００５２】
抵抗１４４は抵抗１５２より小さいから、コンデンサ１４８を充電する電流制限部１３１は制御器の調整値（点１５４）よりも優先される。
【００５３】
ＮＴＣ抵抗１３６’はオプションであり、正の電流制限部１３１を温度に依存させる。ＮＴＣ抵抗１３６’での温度が上昇すると、その抵抗が低下し、点１３８の電位は下方へアースに引き込まれる。このことにより正の電流制限部１３１は温度が高くなると比較的早期に応答し、巻線に発生する熱が少なくなる。
【００５４】
図６は、「負」の電流制限部１６１を示す。同じ部材または同じに作用する部材は図５と同じ参照符号を有しており、再度説明しない。
【００５５】
負の電流制限部は制動電流ｉ２’を制限する。抵抗１６４と１６６（ＮＴＣ抵抗１６４’については下記参照）により形成される分圧器はコンパレータ１６７の非反転入力端１６８に正の電位を設定する。この電位は、最大許容制動電流ｉ２’の際に点１７０の電位に相当する電位である。抵抗１６０と１６２は、点８８の電位と＋Ｖｃｃとの間で分圧器を形成する。この分圧器はコンパレータ１６７の点１７０に正の電位を形成する。
【００５６】
点８８の電位が、負の電流制限を使用すべき電位ＰＨＩ＿ｍｉｎより正（高）であれば、回路によってコンパレータ１６７の反転入力端１７０の電位は非反転入力端１６８の電位よりも高く、コンパレータ１６７の出力端は低抵抗である。ダイオード１７６は調整コンデンサ１４８の放電を阻止し、点１５６の調整値は不変のままである。
【００５７】
制動電流ｉ２’が大きくなると、点８８の電位が比較的に負（低）になる。点８８の電位が負であり、コンパレータ１６７の反転入力端１７０に印加される電位が非反転入力端１６８に印加される電位よりも小さくなると、コンパレータ１６７の出力端１７２は高抵抗になる。
【００５８】
プルアップ抵抗１７４とダイオード１７６を介して今度は電流が＋Ｖｃｃからコンデンサ１４８へ流れ、これによりコンデンサ１４８の電圧が上昇し、点１５６の調整値も上昇する。この調整値の上昇によって、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２のデューティ比が高まる。このデューティ比をもって、図３の電力スイッチ８０と８１が切り替わる。すなわち電力スイッチ８０は割合として比較的に長く閉成され、電力スイッチ８１は割合として比較的に長く開放される。このことにより制動電流ｉ２’は相応に減少する。
【００５９】
抵抗１７４は抵抗１５２より小さい。従ってコンデンサ１４８を放電する電流制限部１６１は点１５４での制御器の調整値より優先する。
【００６０】
以下例を挙げる。
電流制限部の投入時にデューティ比が５０％であれば、すなわち時間の一方の５０％でスイッチ８１が閉成し、スイッチ８０が開放し、他方の５０％の間にスイッチ８０が閉成し、スイッチ８１が開放する。ここではデッドタイムを考慮しない。電流制限部を使用することにより、デューティ比が例えば６０％に上昇するとする。この場合、時間の６０％の間スイッチ８１が閉成し、スイッチ８０は開放し、時間の４０％の間にスイッチ８１は開放し、スイッチ８０は閉成する。このことにより制動電流が相応に低下する。
【００６１】
ＮＴＣ抵抗１６４’はオプションであり、負の電流制限部１６１を温度に依存させる。ＮＴＣ抵抗１６４’での温度が高まると、その抵抗は低下し、点１３８の電位は情報へ＋Ｖｃｃの方向に引き上げられる。このことにより負の電流制限部１６１はすでに制動電流ｉ２’が比較的に低いときに応答し、モータ巻線に発生する熱が少なくなる。
【００６２】
「負」のハードウエア電流制限部では、最小のデューティ比ＳＷ＿ＭＩＮ＿ＣＯＮＳＴを例えば１５％に維持しなければならない。なぜならこの値より下では測定抵抗８７を流れる電流パルスが短くなり、測定が不可能になるからである。このことによりモータの回転数領域は下側で制限される。図２２には、回転数範囲のこの制限を、ソフトウエアの相応の構成により回避する手段が示されている。
【００６３】
「正」のハードウエア電流制限部（図５）ではこの問題は発生しない。なぜなら、デューティ比が非常に小さくても低い駆動電流ｉ２が発生するだけだからである。しかしデューティ比が小さく、モータ３２の回転数ｎが過度に高い場合には、大きな制動電流ｉ２’が発生し得る。
【００６４】
図７は、「正」の電流制限部１３１（図５）と「負」の電流制限部１６１（図６）との組合せを示す。測定抵抗８７は図５と図６のように接続される。点（ノード）８８の電位は、正の電流制限部１３１にも負の電流制限部１６１にも供給される。電流制限部１３１と１６１の出力端は両方ともコンデンサ１４８に接続されている。従って正の電流制限部１３１はモータ電流ｉ２が過度に高くなるとコンデンサ１４８を放電することができ、負の電流制限部は制動電流ｉ２’が過度に高くなるとコンデンサ１４８を充電することができる。コンデンサ１４８の電圧は抵抗１５０を介して点（端子）１５６の調整値を定める。
【００６５】
概略（図８）
図８は、本発明の電子コミュテーション式モータ３２に有利な実施例についての概略を示す。
【００６６】
電気モータ３２はマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ２３（以下μＣ２３と称する。例えばＰＩＣ１６Ｃ７２Ａ型マイクロチップ）を有する。
【００６７】
アナログ入力端４８を介してμＣ２３はアナログ目標回転数設定を受け取る。このアナログ目標回転数設定は、分圧器として接続されたポテンシオメータ４７により定められ、μＣ２３のＡ／Ｄ変換器によりデジタル化され、目標回転数ｎ＿ｓに変換される。目標回転数設定は電気モータ３２に、例えば周波数またはデジタル値によって通知することができる。
【００６８】
モータ３２の動作電圧ＵＢは点（ノード）７６（図１）で取り出され、２つの（分圧）抵抗６６，６７を介してμＣ２３のアナログ入力端６８に供給される。ここからこの値はμＣ２３のＡ／Ｄ変換器によりデジタル化される。抵抗６６と６７は点７６の動作電圧ＵＢを、μＣ２３のＡ／Ｄ変換器に対して適する範囲に変換する。μＣ２３を介して動作電圧監視が実現される。すなわちコンデンサ７５（図１）の電圧が監視され、μＣ２３でモータ３２を相応に制御するため評価される。
【００６９】
ロータ１１０（図１）の位置は、これに近接して設けられ、直列に接続された３つのロータ位置センサ１１１，１１２，１１３により検出される。これらロータ位置センサは抵抗６４を介して＋１２Ｖと、抵抗６５を介してアース（ＧＮＤ）と接続されている。ロータ位置センサ１１１，１１２，１１３の信号はロータ位置信号処理部６１，６２，６３で処理され、μＣ２３にホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３として供給される。これらは図１２に示されている。
【００７０】
μＣ２３は出力端ＥＮ１とＩＮ１を介して出力段制御部５０を制御し、出力端ＥＮ２とＩＮ２を介して出力段制御部５２を、出力端ＥＮ３とＩＮ３を介して出力段制御部５４を制御する。
【００７１】
出力段制御部５０，５２，５４は、巻線端子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に対する出力段７８においてブリッジ分岐路を制御する。これらの巻線端子を介してモータ３２のモータ巻線が通電される。モータの回転数は、出力段制御部５０，５２，５４に供給されるＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０のデューティ比を介して制御される。信号ＰＷＭ２ １８０はＰＷＭ発生器１８２で、アナログ調整値、すなわち点（ノード）１５６の電位から定められたデューティ比により形成される。ツェナーダイオード１８６は信号ＰＷＭ２ １８０の電圧制限に作用し、抵抗１８４はＰＷＭ発生器１８２のオープンコレクタ出力端に対するプルアップ抵抗として用いられる。
【００７２】
ＰＷＭ発生器１８２のアナログ調整値、すなわち点１５６の電位は、μＣ２３の回転数制御部２４によっても、電流制限部１３１と１６１によっても定められ、後者が優先される。
【００７３】
μＣ２３の回転数制御部２４は、μＣ２３の内部ＰＷＭ発生器２５に引き渡されるデジタル調整値ＳＷを計算する。この内部ＰＷＭ発生器２５はここからμＣ２３の出力端１５７に、調整値ＳＷに依存するデューティ比ＰＷＭ１を有するＰＷＭ信号を形成する。抵抗１５８とコンデンサ１５９からなるＲＣ素子は信号ＰＷＭ１を平滑化し、アナログの実質的に一定の信号ＳＷＡ１をコンデンサ１５９に形成する。μＣ２３の制御器２４は従って、μＣ２３のＰＷＭ発生器とＲＣ素子１５８，１５９によってアナログ調整値ＳＷＡ１を出力する。
【００７４】
電流制限器１３１または１６１による電流制限が行われなければ、点１５６での電位を定める小さなコンデンサ１４８が抵抗１５２と１５０を介して点（ノード）１５４の電位に充電される。電流制限器１３１または１６１がアクティブでないとき、点１５６の電位は制御器２４によってのみ定められる。
【００７５】
しかし正の電流制限部１３１（図５）ないし負の電流制限部１６１（図６）がアクティブになると、コンデンサ１４８（例えば３３０ｐＦ）がすでに述べたように充電ないし放電される。抵抗１５０は非常に小さくすることができ、有利には値０Ωを有することもできる。
【００７６】
コンデンサ１４８の充電ないし放電の際に、ハードウエア電流制限部は回転数制御より優先される。なぜならコンデンサ１４８（図５）を放電するための抵抗１４４（例えば３．９ｋΩ）とコンデンサ１４８（図６）を充電するためのプルアップ抵抗１７４（例えば１０ｋΩ）は抵抗１５２（例えば２２０ｋΩ）より格段に小さいからである。
【００７７】
電流制限過程が終了した後、比較的に小さなコンデンサ１４８は再び点１５４の電位に充電される。コンデンサ１５９は例えば１０ｐＦの値を有する。
【００７８】
ＰＷＭ信号発生器
図９はＰＷＭ発生器１８２に対する有利な回路を示す。同じ部材または同じに作用する部材には先行図面と同じ参照符号が付してあり、通常は再度説明しない。
【００７９】
コンパレータ１８８の非反転入力端には電流制限された調整値１５６’が、点（ノード）１５６（図８）の電位の形態で印加される。コンパレータ１８８の反転入力端には、三角波発振器（鋸歯発振器）１８３により形成された三角信号１９８が印加される（図９）。
【００８０】
三角波発振器１８３はコンパレータ１９０を有する。コンパレータ１９０の出力端Ｐ３からは正帰還抵抗１９２がその非反転入力端（＋）に接続され、同様に負帰還抵抗１９１がコンパレータ１９０の出力端Ｐ３からコンパレータ１９０の反転入力端（＋）に接続されている。コンデンサ１９５がコンパレータ１９０の反転入力端とアースとの間に接続されている。コンパレータ１９０の出力端Ｐ３はさらに抵抗１９３を介して＋Ｖｃｃと接続されている。コンパレータ１９０の非反転入力端（＋，Ｐ２）は２つの抵抗１９４と１９６を介して＋Ｖｃｃないしアースと接続されている。
【００８１】
三角波発生器１８３の作用の説明についてはＤＥ１９８３６８８２．８（intern:D216)を参照されたい。
【００８２】
三角信号１９８の電位がコンパレータ１８８の反転入力端（−）において、コンパレータ１８８の非反転入力端（＋）における電流制限された調整値１５６’より下にあると、コンパレータ１８８の出力端は高抵抗であり、プルアップ抵抗１８４は線路ＰＷＭ２をＨＩＧＨに引き上げる。三角信号１９８の電圧が基準信号１５６’の電圧より上にあれば、コンパレータ１８８の出力端は低抵抗となり、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０はＬＯＷである。ツェナーダイオード１８６はＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０の電圧を制限する。
【００８３】
反転したＰＷＭ信号が必要な場合には、コンパレータ１８８での反転入力端と非反転入力端とを入れ替える。
【００８４】
図１０Ａは、点１５６での三角信号１９８と調整値１５６’を示し、図１０Ｂは図１０Ａから得られたＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０を示す。
【００８５】
三角波発生器１８３からの三角信号は理想的に図示されている。実際には完全な三角形ではないが、しかし図９のＰＷＭ発生器１８２の機能に変化はない。三角信号１９８は電圧０Ｖからのオフセット１９９を有する。調整値１５６’はまずこれがオフセット１９９より上にあるときゼロより大きなデューティ比を発生させる。
【００８６】
信号ＰＷＭ２のデューティ比ＴＶは、、三角信号がＨＩＧＨである期間中のＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０の（パルス立上り）持続時間ｔＯＮと、三角信号１９８の全体期間っとの比である。図１０Ｂ参照。
ＴＶ＝ｔＯＮ／Ｔ （３）
が成り立つ。
【００８７】
デューティ比ＴＶは０％から１００％の間を取ることができる。モータ回転数が例えば過度に高ければ、点１５６の電位は低下され、これによりデューティ比ＴＶの縮小される。これは図１０Ａに示されている。全体がパルス幅変調（ＰＷＭ）として図示されている。デューティ比は分かり易くするためＰＷＭ１とＰＷＭ２により示されている。
【００８８】
出力段制御部
図１１は巻線端子Ｌ１に対する出力段制御部５０を示す。他の出力段制御部５２と５４も同じ構造である。
【００８９】
出力段制御部５０は、信号ＥＮ１、ＩＮ１に基づき、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０と関連して上側電力スイッチ８０と下側電力スイッチ８１を切り替える。
【００９０】
この実施例ではＳＧＳ−Ｔｈｏｍｓｏｎ社のＬ６３８４型のドライバ構成素子２００が使用される。
【００９１】
ドライバ構成素子２００は、デッドタイム発生器２０２，イネーブルロジック２０４，ロジック２０６，ダイオード２０８，上側ドライバ２１０，下側ドライバ２１２並びに端子２２１〜２２８を有する。
【００９２】
端子ＥＮ１およびＩＮ１にはμＣ２３または例えば単純な論理回路が接続されている。図８参照。
【００９３】
線路ＥＮ１がＨＩＧＨまたはＴＲＩＳＴＡＴＥであれば、トランジスタ２５０はスイッチオンし、低抵抗になる。抵抗２５２は下で説明するようにデッドタイムを定める。抵抗２５２はこれにより橋絡され、入力端２２３は低抵抗となる。このことにより上側ドライバ２１０および下側ドライバ２１２およびひいては電力スイッチ８０，８１を有するブリッジ分岐路が遮断される。信号ＩＮ１はドライバ構成素子２００に何の影響も与えない。μＣ２３はトランジスタ２５０を介してドライバ構成素子２００についてのコントロール、ひいては巻線端子Ｌ１についての制御（信号）を受け取る。
【００９４】
線路ＥＮ１がＬＯＷにセットされると、トランジスタ２５０は阻止され、高抵抗状態となる。ドライバ構成素子２００からの定電流は抵抗２５２（例えば１５０ｋΩ）を介してアースへ流れる。このとき抵抗２５２で、入力端２２３に印加される電圧が降下する。この電圧が例えば０．５Ｖ以上であれば、ドライバ構成素子２００はアクティブになる。これに対しトランジスタ２５０が導通すると、この電圧は実質的にゼロに降下する。そしてドライバ構成素子２００は非アクティブになる。入力端２２３の電圧は同時にデッドタイムの調整に用いられる。
【００９５】
μＣ２３でのリセット過程時にはμＣ２３の全ての入出力端が高抵抗である。すなわちＩＮ１とＥＮ１も高抵抗である。この場合、抵抗２４２と２４４を介してトランジスタ２５０はスイッチオンされ、これによりドライバ構成素子２００は遮断される。これは付加的な安全性をもたらす。
【００９６】
トランジスタ２５０および抵抗２４２，２４４，２４８のない回路も理論的には可能である。この場合、信号ＥＮ１は、ドライバ構成素子２００をスイッチオンするためにはＴＲＩＳＴＡＴＥにセットされねばならず、遮断するためにはＬＯＷにセットされなければならない。しかしμＣ２３のリセット時には上に述べたようにμＣ２３の入出力端は高抵抗であり、ひいてはドライバ構成素子２００とそれぞれのブリッジ分岐路もスイッチオンされる。しかしこのことは制御不能な回路状態につながる虞があり、不所望のものである。
【００９７】
ドライバ構成素子２００がアクティブであるとき（ＥＮ１＝ＬＯＷ）、入力端２２１を介して、上側電力スイッチ８０または下側電力スイッチ８１を導通させるか否かを調整（制御）することができる。
【００９８】
入力端２２１がＬＯＷであれば、下側ドライバ２１２がスイッチオンされ、電力スイッチ８１が閉成され、上側電力スイッチ８０が開放される。
【００９９】
これに対して入力端２２１がＨＩＧＨであればちょうど逆である。上側電力スイッチ８０は閉成され、下側スイッチ８１は開放される。
【０１００】
信号がドライバ構成素子２００の入力端２２１で変化する際には、デッドタイム発生器２０２によりデッドタイムが維持される。このデッドタイムの間、両方のドライバ２１０と２１２がスイッチオフされ、従って個々のブリッジ分岐路で短絡の発生することはない。デッドタイムは抵抗２５２の大きさを介して調整することができ、例えば１μｓである。
【０１０１】
出力端ＩＮ１は、ドライバ構成素子がアクティブであるとき（ＥＮ１＝０）、３つの異なる形式に使用することができる。
【０１０２】
ＩＮ１＝ＴＲＩＳＴＡＴＥ（トライステート）であれば、ＰＷＭ信号１８０はダイオード２６０を介して優先的に通過され、この信号は図示のブリッジ分岐路８０，８１をＰＷＭ信号１８０のデューティ比ＰＷＭ２により交互にクロッキングする。抵抗２６２は、ＰＷＭ信号がＬＯＷであるとき、入力端２２１の電圧を０Ｖにする。なぜならこのことはダイオード２６０を介しては不可能だからである。ＩＮ１＝ＴＲＩＳＴＡＴＥのとき、ＰＷＭ信号１８０もμＣ２３の出力端ＩＮ１に対して優先する。
【０１０３】
ＩＮ１＝ＨＩＧＨにセットすることにより、μＣ２３はドライバ構成素子２００の上側ドライバ２１０をスイッチオンする。出力端ＩＮ１の信号は、ＩＮ１＝１であるとき、ＰＷＭ信号より優先される。すなわちこの場合ＰＷＭ信号１８０は何の影響も与えない。
【０１０４】
ＩＮ１をＬＯＷにセットすることにより、μＣ２３はドライバ構成素子２００の下側ドライバ２１２をスイッチオンする。出力端ＩＮ１の信号はここでもＰＷＭ信号より優先される。すなわちこの信号は何の影響も与えない。信号ＩＮ１は次の場合だけゼロにセットされる。すなわちポンピングがμＣ２３を介して行われるとき、すなわちブリッジトランジスタが電荷ポンプとして用いられるようドライバ構成素子２００が制御できるときだけゼロにセットされる。
【０１０５】
ＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０がダイオード２６０を介して通過することにより、抵抗２６２と共働してμＣ２３は、信号ＰＷＭ２ １８０がドライバ構成素子２００の入力端２２１の制御のために優先権を有するべきか否かを決定できる。信号ＰＷＭ２ １８０が優先権を有すべき場合には、μＣ２３はＩＮ１をＴＲＩＳＴＡＴＥにセットする。しかしμＣ２３は、これがＩＮ１をＨＩＧＨまたはＬＯＷにセットするとき優先権を有する。
【０１０６】
この回路の特異性は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０がドライバ構成素子２００の直前で初めて導入（引込）されるが、それにもかかわらずμＣ２３がドライバ構成素子についてのコントロールを維持することである。コミュテーションのロジックがまず計算され、出力され、それに基づいて初めてＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０が導入される。
【０１０７】
コンデンサ２３０と、ドライバ構成素子２００に組み込まれたダイオード２０８はＢＯＯＴＳＴＲＡＰ回路となる。ＢＯＯＴＳＴＲＡＰ回路は、上側電力スイッチ８０に対してＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される場合に必要である。なぜならＭＯＳＦＥＴは、切り替えるべき電圧より高い制御電圧を必要とし、ここではＵＢより高い制御電圧が必要だからである。
【０１０８】
電力スイッチ８１が閉成されると、巻線端子Ｌ１はアースに接続され、コンデンサ２３０はダイオード２０８を介して＋１２Ｖに充電される。これは図１１に示されている。電力スイッチ８１がスイッチオフされ、電力スイッチ８０がスイッチオンされると、上側ドライバで入力端２２８を介して１２Ｖの電圧が使用される。この電圧は巻線端子Ｌ１の電圧よりも高い。従って上側ドライバ２１０は、コンデンサ２３０が充電されている限り、上側電力スイッチ８０をスイッチオンすることができる。
【０１０９】
従ってコンデンサ２３０は規則的な間隔で充電されねばならない。このことはポンプと称される。この原理は当業者には充電ポンプとして公知である。ポンプはμＣ２３により監視され、制御される。
【０１１０】
２つの抵抗２３２と２３４はトランジスタ８０，８１に対する最大駆動電流を制限し、コンデンサ２３６はドライバ構成素子２００に対して必要な短時間の大電流を送出する。
【０１１１】
ポンプ
図１１の回路において下側ドライバ２１２が比較的に長時間スイッチオンされないと、コンデンサ２３０が放電し、上側ドライバ２１０は上側電力スイッチ８０を閉成できなくなる。
【０１１２】
モータ３２の通常動作では、所定の方向で図３に従いブリッジ分岐路が常に交互にクロッキングされる。このことは、十分なポンピングが保証され、コンデンサ２３０が常に十分に充電される程度に頻繁に行われる。
【０１１３】
しかしモータ３２が非常に緩慢になるか、または停止すると、十分なポンピングが保証されなくなる。この場合、ホール時間ｔ＿ＨＡＬＬ（図１２）に基づいて、すなわちホール信号ＨＳの２つの順次連続する変化の間の時間に基づいて、検査することができる。ホール時間が例えば１０ｍｓを超えると、新たにポンピングしなければならない。
【０１１４】
ホール変化は生じるが十分なポンピングが保証されないような別の場合は、モータが静止位置を中心にして振動している場合である。なぜならロータ１１０が例えばブロックされているからである。このようなことは、交互クロッキングが巻線端子Ｌ１ないしＬ２でだけ行われるような２つの領域間をロータ１１０が常に往復運動する場合である。この場合はＬ３をポンピングしなければならない。
【０１１５】
十分なポンピングはこの第２の場合で次のようにして保証される。すなわちモータ３２の各方向変化の際にポンピングするのである。方向変化はコミュテーションルーチンにおいてロータ位置センサ１１１，１１２，１１３を介して検知することができる。方向変化の際にはフラグＦＣＴ＿ＰＵＭＰ（図１３のＳ２０６，図２５のＳ６０２）が１にセットされる。このことによりμＣ２３のメインプログラムに、ポンピングすべきことが通知される（図２５）。その後、図１３ではＳ２１０へジャンプする。
【０１１６】
ＦＣＴ＿ＰＵＭＰ＝１であれば、機能マネージャ６００（図２５）によりポンプ機能Ｓ６０４（図２５）が呼び出される。ポンプ機能Ｓ６０４ではμＣ２３の全ての線路ＥＮ１，ＩＮ１，ＥＮ２，ＩＮ２，ＥＮ３，ＩＮ３が約１５から２０μｓの間、ＬＯＷにセットされる。このことにより下側電力スイッチ８１，８３，８５がスイッチオンされ、上側電力スイッチ８０，８２，８４はスイッチオフされ、従って全ての出力段制御部５０，５２，５４がポンピングされる。ポンピングの後、出力段制御部は再び、記憶されたホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３に相応してアクティブにされる。これは図１と図２に基づいて説明した。
【０１１７】
図１２は、ロータ位置センサ１１１，１１２，１１３のホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３からの和および排他的ＯＲとしてのホール信号ＨＳ２６５の形成を示す。ホール信号ＨＳ２６５は、ホール信号ＨＳ１，ＨＳ２ないしＨＳ３が、ＨＩＧＨからＬＯＷないしＬＯＷからＨＩＧＨに各変化する際に変化し、従ってホール信号ＨＳ２６５は各６０゜ｅｌ毎（３０゜ｍｅｃｈ）に変化する。
【０１１８】
２つのホール変化間のホール時間ｔ＿ＨＡＬＬ（図１２Ｄ）に基づき、ロータ１１０の回転数ｎを測定することができる。
【０１１９】
電気的１回転（３６０゜ｅｌ）はこの実施例では６つのホール変化に相当するから、機械的１回転毎に１２のホール変化が生じる。実際回転数ｎに対して
ｎ＝１／（１２×ｔ＿ＨＡＬＬ） （４）
が成り立つ。
【０１２０】
図１３は割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴのフローチャートを示す。この割込ルーチンでは、ロータ１１０の回転数が過度に低いときポンピングが要求される。
【０１２１】
割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴはタイマ割込により呼び出される。このタイマ割込はμＣ２３に組み込まれたタイマＴＩＭＥＲ０により規則的間隔で形成される。タイマＴＩＭＥＲ０は例えば１バイト（２５６ビット）の大きさであり、プロセッサ周波数が１０ＭＨｚで、８のプレスケールの場合、タイマは２５６×８×０．４μｓ＝８２０μｓ毎に値０に達し、タイマ割込が行われる。この０．４μｓは、プロセッサ周波数が１０ＭＨｚの際に１クロックが０．１μｓを必要とし、プロセッサは各命令に対して４クロックを必要とする、すなわち０．４μｓを必要とすることから生じる。これには同様にタイマＴＩＭＥＲ０も同様に拘束される。
【０１２２】
Ｓ２００は、割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴで実行される他の全てのステップに対する代理である。タイマＴＩＭＥＲ０によって例えばリングカウンタＣＮＴ＿ＨＬも同様に増分される。このリングカウンタはホール時間ｔ＿ＨＡＬＬを計算するために使用される。
【０１２３】
Ｓ２０１では動作電圧ＵＢ（図２３）の監視が、変数ＦＣＴ＿ＵＢＴを１にセットすることにより要求される。
【０１２４】
Ｓ２０２ではカウンタＣＮＴ＿Ｐが１だけ減分される。
【０１２５】
Ｓ２０４ではＣＮＴ＿Ｐが検査される。ＣＮＴ＿Ｐ＞０の場合にはＳ２１０へ移行し、それ以外はＳ２０６へ移行する。
【０１２６】
Ｓ２０６では値ＦＣＴ＿ＰＵＭＰが１にセットされる。このことによりメインプログラムにμＣ２３（図２５）で、ポンプ機能Ｓ６０４（図２５）を呼び出すべきであることが通知される。その後、Ｓ２１０へ移行する。
【０１２７】
Ｓ２１０では割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴを去る。
【０１２８】
図１４Ａと図１４Ｂは、タイマ割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴ（図１３）によって実行されるポンプ監視を示す。ホール信号ＨＳ２５６が上の線図では時間ｔに関してプロットされており、下の線図ではポンプカウンタＣＮＴ＿Ｐの値２６６が時間ｔに関してプロットされている。ホール信号ＨＳの各変化の際にポンプカウンタＣＮＴ＿Ｐは値ＣＮＴ＿Ｐ＿ＭＡＸ（例えばＣＮＴ＿Ｐ＿ＭＡＸ＝１１）にセットされる。その後、このカウンタは割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴでカウンタダウンされる。
【０１２９】
カウンタＣＮＴ＿Ｐがゼロに達しなければ、モータ回転数は十分に高速であり、ポンプが保証される。
【０１３０】
しかしカウンタＣＮＴ＿Ｐが例えば点２６７で値ゼロに達すると、割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴにより、μＣ２３によりポンピングが要求される。初期値ＣＮＴ＿Ｐ＿ＭＡＸ＝１１の場合、カウンタＣＮＴ＿Ｐは１１×８２０μｓ＝９ｍｓ後にゼロに達する。従ってポンピングは少なくとも１１×８２０μｓ＝９ｍｓ毎に行われる。
【０１３１】
制御器
図１５は、μＣ２３における制御器２４のＰＩ制御器としての実施例を示す。点２７０で瞬時の制御偏差（ｎ＿ｓ−ｎ）が、目標回転数ｎ＿ｓと実際回転数ｎとの差から計算される。
【０１３２】
点（ノード）２８０では３つの重み付けされた値が加算される。これは第１に、Ｋ１（例えばＫ１＝３０．３８）により重み付けされた瞬時の制御偏差である。
【０１３３】
第２にこれはＫ２（例えばＫ２＝―０．６２）により２７６で評価された古い制御偏差である。ここで２７４のＺ^-1は、２７０からの先行の値を使用すべきであることを意味する。
【０１３４】
第３に古い調整値が２８４を介して２８０で加算される。このことによりいわゆるアンチ・ウインドアップが達成され、これは制御器２４の改善のためにμＣ２３で供給される。
【０１３５】
加算素子２８０からの結果は２８２で制限され、続いて２８６に調整値として出力される。
【０１３６】
Ｋ１とＫ２に対してはこの実施例では
Ｋ１＝Ｐ＋Ｉ＝３１ （５）
Ｋ２＝−Ｐ＝−３０．３８ （６）
が適用され、ここでＰはＰＩ制御器２４のＰ成分、ＩはＩ成分である。従ってＰ＝３０．３８（９８％に相当する）、Ｉ＝０．６２（２％に相当する）である。
【０１３７】
図１６は、図１５の制御器２４の実施形態のフローチャートを示す。
【０１３８】
Ｓ１００で制御偏差ＲＧＬＤＩＦＦが目標値ｎ＿ｓと実際値ｎとの差から形成される。
【０１３９】
Ｓ１０２で古い制御偏差ＲＧＬＤＩＦＦ＿Ｏが評価される。この評価は、値ＲＧＬ＿Ｉ（例えば０×Ｆ９＝２４９）との乗算と、引き続き２５６（０×０１００）による除算によって行われる。ＲＧＬＤＩＦＦ＿Ｏは制御ルーチンで前もってすでに−１により乗算されている（Ｓ１１２）。結果は変数ＴＥＭＰ１に記憶される。
【０１４０】
Ｓ１０４では瞬時の制御偏差ＲＧＬＤＩＦＦと評価された古い制御偏差ＴＥＭＰ１とが加算され、値ＴＥＭＰ２に記憶される。ＴＥＭＰ２の符号は値ＶＺ＿ＴＥＭＰ２に確保される。ＴＥＭＰ２の絶対値は値ＲＧＬ＿ＶＥＲＳＴと乗算され、ＴＥＭＰ３に記憶される。乗算によりＰ成分とＩ成分とが増幅される。この乗算の際にオーバフローが発生すると、Ｓ１０６からＳ１０７へジャンプする。
【０１４１】
Ｓ１０７ではＶＺ＿ＴＥＭＰ２が検査される。ＶＺ＿ＴＥＭＰ２＝１であれば、ＴＥＭＰ３がＳ１０９で最大値ＴＥＭＰ３＿ＭＡＸ（例えば全てのバイト０×ＦＦ）にセットされる。それ以外の場合、ＴＥＭＰ３はＳ１０８で０にセットされる。
【０１４２】
Ｓ１１０では新たな調整値ＳＷ（図１５の個所２８０の値）がＴＥＭＰ３と古い調整値ＳＷとの加算により形成される。ここでオーバフローが発生すれば、調整値ＳＷはＳＷ＿ＡＢＳ＿ＭＡＸ（例えば全てのバイト０×ＦＦ）にセットされ、アンダーフローの場合は値ＳＷがＳＷ＿ＡＢＳ＿ＭＩＮ（例えば全てのバイト０×００）にセットされる。
【０１４３】
Ｓ１１２では瞬時制御偏差ＲＧＬＤＩＦＦがＲＧＬＤＩＦＦ＿Ｏに制御器２４の次のルーチン実行のために確保される。ここでは同時にＲＧＬＤＩＦＦの符号が変化される。
【０１４４】
Ｓ１１２の後、制御器ステップ２８２で調整値制限が実行される（Ｓ１１４からＳ１２２）。
【０１４５】
Ｓ１１４では最小調整値ＳＷ＿ＭＩＮと最大調整値ＳＷ＿ＭＡＸが計算される（ＣＡＣＬ）。これら極大、極小の調整値については図２０，２２および図２８で詳細に説明する。最大調整値にはオフセットＯＦＦＳＥＴ１が加算される。このオフセットは三角波発生器１８３（図９）の三角信号が電圧０Ｖのオフセット１９９を有する（図１０Ａ）ことから生じる。このオフセットは調整値ＳＷにすでに含まれているが、計算された極大、極小の調整値ＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸには含まれていない。図３０による変形実施例ではこのオフセットが省略される。これについては別個に説明する。
【０１４６】
Ｓ１１６では、調整値ＳＷがＳＷ＿ＭＩＮ’より小さいか否かが検査される。小さい場合にはＳＷがＳ１１８でＳＷ＿ＭＩＮ’にセットされる。
【０１４７】
Ｓ１２０では、ＳＷがＳＷ＿ＭＡＸ’より大きいか否かが検査される。これが大きい場合にはＳＷはＳ１２２でＳＷ＿ＭＡＸ’にセットされる。
【０１４８】
値ＳＷ＿ＭＩＮ’とＳＷ＿ＭＡＸ’はＳ１１４に従い計算される。
【０１４９】
Ｓ１２４では、制限された調整値ＳＷがＰＷＭ発生器２５に引き渡される（ＰＷＭＧＥＮ１）。ＰＷＭ発生器２５は１０ビットの分解能を有する。従ってＳＷのハイバイトの８ビットとローバイトの最高位２ビットが引き渡される（×により示されている）。残りのビットは使用されない（０により示されている）。
【０１５０】
この制御器２４は非常に高い精度を有し、例えば１００００回転／分の回転数において偏差は±１回転である。
【０１５１】
制御器２４はそれぞれのモータ形式に、増幅係数ＲＧＬ＿Ｉ（Ｓ１０２）、ＲＧＬ＿ＶＥＲＳＴ（Ｓ１０４）の変更によって適合しなければならず、変数の大きさを適切に選択しなければならない。それぞれの計算演算の際にオーバフロートとアンダーフローについて検査される。
【０１５２】
ソフトウエアによる電流制限
図１７は、図３の別の簡単な等価回路を示し、図１８は、例としてＰＷＭ信号ＰＷＭ２を示す。この信号には参照符号１８０が付してある。同じ部材には先行図面と同じ参照符号が付してある。
【０１５３】
供給電圧ＵＢは信号ＰＷＭ２ １８０（図８）によりそのデューティ比ｔＯＮ／Ｔ（図１８）に比例して低減される。生じた低減された電圧はＵＥとして示されている。近似的に
ＵＥ＝ＵＢ＊ＰＷＭ２＝ＵＢ＊ｔＯＮ／Ｔ （７）
が成り立つ。
【０１５４】
固定子巻線１１６（図３）で永久磁石ロータ１１０の回転により誘導された電圧Ｕｉは１２２の付された電圧源Ｍにより示されている。式（７）に従って誘導された代替電圧ＵＥがこの誘導電圧Ｕｉより大きければ、正の巻線電流ｉ３が生ずる。Ｕｉとｉ３の積は同様に正である。すなわちモータ３２はエネルギーを消費して駆動される。
【０１５５】
しかし誘導された電圧Ｕｉが代替電圧ＵＥより大きければ、負の巻線電流ｉ３が生じ、モータ３２は制動される。なぜならモータは今度は発電機として動作するからである。図１７に示された電流ｉ３の方向は反転する。
【０１５６】
誘導された電圧Ｕｉはしばしば、このようなモータの逆起電力（counter ＥＭＦ）とも称される。その大きさは式（２）から得られる。
【０１５７】
図３と同じように図１７には巻線抵抗Ｒｉが１２１により、巻線インダクタンスＬが１２０により示されている。
【０１５８】
図１９は、誘導された電圧Ｕｉ（図３）を回転数ｎについて曲線１２２として示す線図である。式（２）に従い
Ｕｉ＝ｎ＊ｋｅ
が成り立つ。
【０１５９】
さらに２つの破線２９４，２９６がプロットされており、これらは最大および最小許容代替電圧ＵＥ，ｍａｘとＵＥ，ｍｉｎを示す。これらの代替電圧は式（７）に従いデューティ比ＰＷＭ２と電圧ＵＢから生じる。ｎｒｅｖはリバース回転数であり、この回転数から、正の電流制限が存在する場合には、リバース、すなわち反対の回転方向に対するコミュテーションが可能である。
【０１６０】
以下詳細に、どのように制限曲線２９４と２９６が実現され、どのような意味を有するかを説明する。
【０１６１】
出力段７８（図３）による巻線電流ｉ３は、図１７に従い抵抗１２１の電圧ＵＲｉと抵抗１２１の値Ｒｉとから次式（１８）に従って計算される。
ｉ３＝ＵＲｉ／Ｒｉ （８）
【０１６２】
比較的に長く通電した後、インダクタンスＬ１２０はもはや影響を及ぼさなくなり、抵抗１２１の電圧ＵＲｉは
ＵＲｉ＝ＵＥ−ＵＩ＝ＵＢ＊ｔＯＮ／Ｔ−ｎ＊ｋｅ＝ｉ３＊Ｒｉ （９）
から得られる。
【０１６３】
ここから巻線電流ｉ３に対して
ｉ３＝（ＵＢ＊ｔＯＮ／Ｔ−ｎ＊ｋｅ）／Ｒｉ （１０）
代替電圧ＵＥに対しては
ＵＥ＝ｎ＊ｋｅ＋ｉ３＊Ｒｉ （１１）
が成立つ。
【０１６４】
モータ３２の固定子巻線１１６を流れる電流ｉ３は出力段７８を通電する際、すなわちこの出力段のトランジスタが制御される際にはクリティカルな量である。ｉ３が過度に大きくなると、固定子巻線に大きな熱が発生し、最悪の場合、ロータ１１０（図１）の永久磁石がステータ１１４に生じた強い磁界により減磁されてしまい、このことによりもはやモータ３２が機能しなくなる。従ってこの状態は阻止しなければならない。
【０１６５】
固定子巻線の最大電流Ｉｍａｘはモータ動作の場合、通常はデータシートに記載されており、制動動作の際にこの許容電流は通常−Ｉｍａｘである。
【０１６６】
ここから最大代替電圧ＵＥｍａｘに対して
ＵＥｍａｘ＝ｎ＊ｋｅ＋Ｉｍａｘ＊Ｒｉ （１２）
同様に最小代替電圧ＵＥｍｉｎに対して
ＵＥｍｉｎ＝ｎ＊ｋｅ−Ｉｍａｘ＊Ｒｉ （１３）
が得られる。
【０１６７】
例えばモータ３２が回転数０／分の際に、−Ｉｍａｘ＊Ｒｉと＋Ｉｍａｘ＊Ｒｉとの間にある電圧ＵＥにより駆動されると、電流ｉ３はＩｍａｘより小さい。
【０１６８】
従ってモータ３２に供給される代替電圧ＵＥが曲線２９６と２９４の間の領域２９５（図１９）にあれば、モータ３２は安全な動作領域で動作する。すなわちロータ１１０は減磁されず、モータの固定子巻線は過度に加熱されない。
【０１６９】
安全動作領域２９５の大きさ、すなわちＵＥｍｉｎとＵＥｍａｘとの間の間隔は巻線抵抗１２１の値Ｒｉに強く依存する。この値が大きければ、モータ３２は大きな安全動作領域１９５を有する。このようなモータはインピーダンス保護されたモータと称することができる。これとは反対に図１９のモータはインピーダンス保護されないモータである。なぜなら安全動作領域２９５が非常に狭く、従ってこのモータが常にこの安全動作領域２９５で動作するように気を付けなければならない。
【０１７０】
図１６の制御器では、本発明により調整値制限部２８２によって確実なソフトウエア的電流制限が実現される。この電流制限はモータ３２をこの安全領域２９５に留める。
【０１７１】
このためにＳ１１４（図１６）で値ＳＷ＿ＭＡＸとＳＷ＿ＭＩＮを瞬時回転数ｎの関数として次のように計算する：
ＳＷ＿ＭＡＸ：＝ＵＥｍａｘ（ｎ） （１４）
ＳＷ＿ＭＩＮ：＝ＵＥｍｉｎ（ｎ） （１５）
【０１７２】
要求される精度に応じて、式（１４）と（１５）によるこの関数は大きく異なる構造を有することがある。以下簡単な実施例で、ＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸに対する近似値を計算する場合を説明する。ＳＷ＿ＭＡＸとＳＷ＿ＭＩＮに対する正確な値は図５から図７の構成を用いたアナログ電流制限部により設定される。ここでは電流ｉ２が実際に測定される。
【０１７３】
しかし図１９の構成は、電流ｉ２を測定せずに実現することができる。なぜなら式（１２）と（１３）に従って特性曲線２９４と２９６はモータ３２の回転数ｎの関数であり（電流ｉ２の関数ではない）、この回転数ｎはμＣ２３でホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３から既知だからである。式（４）を参照してμＣ２３は各モータ回転数ｎに対して許容値ＵＥｍａｘとＵＥｍｉｎを計算する。この種の解決手段が図３０に示されている。
【０１７４】
許容値ＵＥｍａｘを上回ると、このことはデューティ比ＰＷＭがμＣ２３（図３０）の出力側で高すぎることを意味し、このデューティ比は制御器のソフトウエアにより相応に低減される。許容値ＵＥｍｉｎを下回ると、デューティ比ＰＷＭは出力端１５７（図３０）でμＣ２３により相応に高められる。なぜなら回転数が過度に低いからである。このことによりモータ３２の電流ｉ２は制限され、モータ３２は常に限界内で回転する。この限界は図１９で領域２９５によって設定される。
【０１７５】
大きな利点はこの場合、図８から図１０のアナログ電流制限部を省略できることである。すなわちμＣ２３はモータ３２のいわゆる合成的（Synthetisch）モデル（モータ定数ｋｅ、許容電流Ｉｍａｘ（駆動）ないし−Ｉｍａｘ（制動）、および巻線抵抗Ｒｉにより合成的にモデル化したもの）を含み、これらの値と常時測定される回転数ｎに基づいてμＣ２３はモータ３２に対する調整値、例えば図３０でのデューティ比ＰＷＭを計算する。この調整値は次にモータ３２の制御に直接用いることができ、デューティ比として図１１の入力端１８０に直接供給される。このことにより図３０では、図８から図１０のアナログ電流制限装置が省略される。
【０１７６】
モータ３２のこのような合成的モデルはさらに別の変数を考慮することができる。これは例えばモータ３２の熱容量である。すなわち図１９の領域２９５を、ロータ１１０の減磁の危険が存在しない限り短時間去ることもでき、このことにより例えばモータ３２の急速な起動が可能となる。
【０１７７】
モータ定数ｋｅ、駆動時の最大許容電流Ｉｍａｘおよび制動時の最大許容電流−Ｉｍａｘ、並びに巻線抵抗１２１の値Ｒｉは、μＣ２３のプログラムに定数として記憶するか、または外部から制御器に入力することができ、これは例えば図示しないＥＥＰＲＯＭで相応の値を変更することにより行う。これについては１９９８年６月１３日出願のドイツ特許出願（公開）１９８２６４５４．５を参照されたい。
【０１７８】
図２０は図１６の制御器のステップＳ１１４の可能な実施例を示す。ＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸを計算するために式（１３）、（１５）ないし（１２）、（１４）を使用する。
【０１７９】
ソフトウエアにより支援された電流制限
図２１は、図１９と同様に線図を示す。ここでは誘導された電圧Ｕｉ１２２が回転数ｎについてプロットされている。ラインＵＥ，ｍｉｎ２９６とＵＥ，ｍａｘ２９４は図１９のそれらに相応し、従ってＵｉを中心とする領域２９５を画定する。この領域内ではモータ３２が確実に動作することができる。
【０１８０】
モータ３２の両方の回転方向に対しては、回転数ｎの絶対値による１つの線図が必要なだけである。なぜなら例えば３相モータの場合、他方の回転方向に対する相違はコミュテーションの形式が別であるだけだからである。回転数ｎをホール時間ｔ＿ＨＡＬＬから計算すること（図１２）は回転方向に依存しない。
【０１８１】
図２０でのＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸの計算は乗算および場合により除算を含む。これらは使用されるμＣ２３で高い計算工数、ひいては時間を必要とする。
【０１８２】
図１６の調整値制限部２８２ｄでの計算工数を低減するために例えば、調整値をまず最初に下方についてだけ制限し、次に簡単な計算を使用することができる。
【０１８３】
図２１は直線２９８を含む。この直線は座標系の原点を通る。直線２９８は最大アイドリング回転数ｎ＿ｍａｘの際に例えば最大誘導電圧の半分Ｕｍａｘ／２に達する。この直線は調整値ＳＷ＿ＭＩＮの限界を表し、モータ３２が制動するとき、すなわち発電機として動作するときに作用する。すなわち制動動作時には調整値はこの値を下回ることはできず、これにより制動電流が制限される。
【０１８４】
図２２は、調整値制限２８２’のフローチャートである。この調整値制限は、図１６の調整値制限２８２とは反対に調整値ＳＷを下方の方向ＳＷ＿ＭＩＮ’についてだけ制限する。従って図１６のステップＳ１２０からＳ１２２は省略される。
【０１８５】
最小調整値ＳＷ＿ＭＩＮのＳ１１４”での計算は図２１の直線２９８に従い、次式ににより行われる。
ＳＷ＿ＭＩＮ：＝（１／２＊ｎ／ｎ＿ｍａｘ）ＵＮｅｎｎ／ＵＢ （１６）
【０１８６】
ＵＮｅｎｎはモータの公称電圧であり、ｎ＿ｍａｘは公称電圧ＵＮｅｎｎにおける最大アイドリング回転数である。
【０１８７】
従って下方への簡単な調整値制限が得られ、この制限は図７のようなハードウエア電流制限部を支援する。
【０１８８】
ハードウエア電流制限とソフトウエア電流制限との組合せは別の利点を有する。ソフトウエア電流制限により最大制動電流ｉ２’を、これが最大許容電流よりやや（僅かに）上になるように調整することができる。ハードウエア電流制限部はこの過度に大きな電流ｉ２’を検知し、これをさらに制限する。従ってモータ３２が最大出力に達することが保証され、同時にモータの公差が捕捉される。このようにして非常に高速な制御過程が得られる。
【０１８９】
負の電流制限に対しては図６で説明したように、最小デューティ比ＳＷ＿ＭＩＮ＿ＣＯＮＳＴを維持しなければならない。これは制動電流ｉ２’の測定を可能にするためである。図２１，２２では回転数に依存する最小調整値ＳＷ＿ＭＩＮ（ｎ）が維持されるから（直線２９８参照）、図６で説明した一定の最小調整値ＳＷ＿ＭＩＮ＿ＣＯＮＳＴは省略される。これによりモータ３２の制御領域が拡大される。
【０１９０】
ＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸの計算を簡単にする別の手段は、調整値ＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸを回転数ｎに依存してテーブルに記憶することであり、場合によりテーブル値間を補間することである。
【０１９１】
ＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸの計算を簡単にするためのさらなる手段では、値ＵＮｅｎｎ／ＵＢを一定の係数、例えば値１と見なす。この簡素化は、値ＵＢがＵＮｅｎｎから大きな偏差を有しないときに可能である。このことにより除算ひいては計算時間が節約される。
【０１９２】
さらなる計算時間は次のことにより節約される。すなわち乗算をシフト演算により置換するのである。変数を１桁だけ左にそれぞれシフトすることにより２による乗算が達成され、１桁だけ右にシフトすることにより２による除算が達成される。
【０１９３】
動作電圧の監視
図２３はサブプログラムＵＢ＿ＴＥＳＴを示す。このサブプログラムは、図１の端子７６で測定することのできる動作電圧ＵＢを監視するのに使用される。ＵＢが許容領域外にあれば、フルブリッジ回路７８が相応に制御され、これにより中間回路７３，７４に接続された構成部材、例えば電力トランジスタ８０〜８５，フリーホイールダイオード９０〜９５、コンデンサ７５および構成部材７７（図１）は破壊されることがない。
【０１９４】
サブプログラムＵＢ＿ＴＥＳＴは機能マネージャ６０３（図２５）により、変数ＦＣＴ＿ＵＢＴが１にセットされるときに呼び出される。サブプログラムＵＢ＿ＴＥＳＴの要求はＳ２０１（図１３）の割込ルーチンＴＩＭＥＲ０＿ＲＯＵＴで行われる。
【０１９５】
Ｓ３０２では変数ＦＣＴ＿ＵＢＴが再び０にリセットされる。
【０１９６】
Ｓ３０４では、Ａ／Ｄ変換器（μＣ２３内の）を介して、μＣ２３の入力端６３の電圧の高さが問い合わされ、デジタル値として変数Ｕ＿ＡＤに記憶される。
【０１９７】
図２４は、例としてデジタル量Ｕ＿ＡＤの時間経過を示す。このデジタル量はアナログ量ＵＢ（＝モータ３２の動作電圧）に相当する。値Ｕ＿ＡＤは非常に小さくなることがある。なぜなら例えば電気自動車では蓄電池が放電されるからである。次に動作電圧が下側限界値Ｕ＿ＭＩＮ＿ＯＦＦより低下すると、モータ３２は自動的に遮断されなければならない。この電圧が比較的に高い下側限界値Ｕ＿ＭＩＮ＿ＯＮを超えると、モータ３２を再び投入接続することができる。これにより下側切り替えヒステリシスが得られる。
【０１９８】
制動時に、例えばモータ３２が発電エネルギーをコンデンサ７５にフィードバックすることにより量Ｕ＿ＡＤが過度に大きくなると、その結果、そこで電圧ＵＢが上昇する。なぜならこのエネルギーは負荷７７により消費することができないからである。電圧ＵＢが過度に上昇することは阻止しなければならない。なぜならそのようにしないと、構成部材７７が破壊されてしまうからである。
【０１９９】
図２４の３４０には、モータ３２の制動過程により発生した、量Ｕ＿ＡＤの上昇が示されている。３４２では上側閾値Ｕ＿ＭＡＸ＿ＯＦＦを上回り、モータ３２の全てのトランジスタ８０〜８５が阻止される。このことにより３４４で値Ｕ＿ＡＤが低下し、３４６で比較的に低い閾値Ｕ＿ＭＡＸ＿ＯＮに達する。この閾値ではトランジスタ８０〜８５のコミュテーションが再び通常のように投入される。その結果３４８で量Ｕ＿ＡＤは再び上昇する。３５０ではトランジスタ８０〜８５が新たに阻止される。その結果３５２で値Ｕ＿ＡＤは新たに低下し、３５２で閾値Ｕ＿ＭＡＸ＿ＯＮに再び達する。ここで再びモータ３２のコミュテーションが投入される。この例では制動過程が今や終了する、なぜならモータがその目標回転数ｎ＿ｓに達するからである。そして値Ｕ＿ＡＤはさらにＵ＿ＡＤの「通常」値３５４まで低下する。この通常値は「安全領域」３５６にある。
【０２００】
図２４では３６０により過度に低い動作電圧ＵＢによる「禁止領域」が示されており、３６２により過度に高い動作電圧ＵＢによる禁止領域が示されている。この領域は通常では制動時に発生し得る。
【０２０１】
図２３のプログラムは上に述べたプログラム経過の実現に用いる。ステップＳ３０６からＳ３０８で、量Ｕ＿ＡＤがＵ＿ＭＩＮ＿ＯＦＦとＵ＿ＭＡＸ＿ＯＦＦとの間にある許容領域から外れたか否かが検査される。外れていればＳ３１０へジャンプし、それ以外ではＳ３２０へジャンプする。
【０２０２】
Ｓ３１０では変数Ｕ＿ＯＦＦに基づいて、出力段７８がすでに遮断されているか否かが検査される。遮断されていれば、すなわちＵ＿ＯＦＦ＝１であれば、直ちにＳ３３０の終了へジャンプする。それ以外の場合、Ｓ３１２でＵ＿ＯＦＦが１にセットされ、全ての信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３（図８）がＨＩＧＨにセットされる。これにより全てのブリッジトランジスタ８０〜８５（図１）は非導通に制御される。巻線１１５，１１６，１１７に誘導された電圧７８は電力スイッチ８０〜８５が開放しているときコンデンサ７５の電圧ＵＢより下にあるから、全てのフリーホイールダイオード９０〜９５は阻止されており、電流ひいては電力がモータ３２から中間回路７３，７４へ流れることはない。モータ３２は従って「自由切り替え」状態に（freigeschaltet）される。すなわちモータは電力を消費することも、出力することもしない。
【０２０３】
Ｓ３２０からＳ３２２では、Ｕ＿ＡＤが許容領域３５６内にあるか否かが検査される。ステップＳ３０６とＳ３０８で定義された非許容領域よりも小さいこの許容領域３５６によって電流制限のヒステリシスが得られる。このことはモータの動作特性を改善する。ヒステリシスが必要なければ、Ｓ３２４をＳ３０８の選択肢「Ｎ」に直接続けさせ、ステップＳ３２０，Ｓ３２２を省略することができる。
【０２０４】
Ｕ＿ＡＤが許容領域３５６内にあれば、Ｓ３２０ないしＳ３２２からＳ３２４へジャンプし、それ以外の場合はサブプログラムＵＢ＿ＴＥＳＴをＳ３３０で終了する。
【０２０５】
Ｓ３２４では、Ｕ＿ＯＦＦがすでに０であるか否か、すなわち出力段７８がすでに通常にコミュテーションされているか否かが検査される。Ｕ＿ＯＦＦ＝０であれば、終了Ｓ３３０へジャンプし、それ以外の場合はＳ３２６で変数Ｕ＿ＯＦＦが０にセットされ、ＣＯＭＭＵＴで出力段７８は図２のテーブルに従い通常のようにホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３に依存してコミュテーションされる。このことは以下、図２９で説明する。ここではコミュテーションの開始を回転数の上昇と共に進み方向にずらすこともできる。これについてはＤＥ１９７００４７９Ａ１を参照されたい。
【０２０６】
このようにしてモータ３２は制動時に、すなわちモータが回転数制御器により設定された所望の回転数ｎ＿ｓを上回るときにエネルギーを自動的にコンデンサ７５（図１）にフィードバックし、このときにコンデンサの電圧ＵＢが非許容値を取ることはない。
【０２０７】
同じように、モータの動作電圧ＵＢが許容値Ｕ＿ＭＩＮ＿ＯＦＦを下回るときにはモータ３２の遮断が保証される。このことによりモータ３２の誤機能が回避される。このことはとりわけこのようなモータが図示しない蓄電池により駆動される場合に重要である。蓄電池は図１の整流器７２の個所にあると考えることができ、当業者には自明である。
【０２０８】
サブプログラムＣＯＭＭＵＴ（図２９）では、さらなる障害が存在しない場合、出力段７８がホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３に依存してコミュテーションされる。一般的にコミュテーションにも用いられるサブプログラムＣＯＭＭＵＴはコミュテーションの際にＵ＿ＯＦＦの値を考慮する。Ｕ＿ＯＦＦが値１を有していれば、全ての信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３（図８）はＨＩＧＨに留まる。図２９のＳ３３０を参照。
【０２０９】
機能マネージャ
図２５は、μＣ２３で実行される、いわゆる機能マネージャの形態のメインプログラムの可能な実施例のフローチャートを示す。
【０２１０】
メインプログラムのタスクは、例えばロータ位置信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３の１つの変化などのイベントに応答し、さらに必要な場合に各機能にリソース、とりわけ計算時間を提供し、リソースの設定の際に優先度に注意を払うことである。
【０２１１】
モータ３２のスイッチオンの後、μＣ２３で内部リセットがトリガされる。Ｓ６００でμＣ２３の初期化が行われる。場合により時間的にクリティカルな他のプログラム経過が実行される。これはＳ６０１で示されている。
【０２１２】
その後、機能マネージャ６０３へジャンプされ、この機能マネージャはＳ６０２でスタートする。機能マネージャ６０３は個々のサブプログラムの経過を制御し、それらの優先度を決定する。
【０２１３】
図２６は、例としての機能マネージャ６０５を示す。ここではサブプログラムＳ６０４，Ｓ６１０，Ｓ６１４，Ｓ６１８およびＳ６２２の各々に対して１ビットがリザーブされている。
【０２１４】
この実施例では機能レジスタ６０５は１バイトの大きさであり、低位ビット（ＬＳＢ）から始まって次の要求ビットを下で説明する要求可能な機能に対して定義する：
・Ｂｉｔ１：目標回転数ｎ＿ｓをμＣ２３の入力端４８におけるアナログ電圧値から計算するためのＦＣＴ＿ｎ＿Ｓ、
・Ｂｉｔ２：任意の形式の制御ルーチンに対するＦＣＴ＿ＲＧＬ、
・Ｂｉｔ３：実際回転数ｎを計算するためのＦＣＴ＿ｎ、
・Ｂｉｔ４：ホール時間ｔ＿ＨＡＬＬ（図１２参照）を計算するためのＦＣＴ＿ＨＬ、
・Ｂｉｔ５：μＣ２３によるポンプ（図２３参照）のためのＦＣＴ＿ＰＵＭＰ、
・Ｂｉｔ６：動作電圧ＵＢの監視のためのＦＣＴ＿ＵＢＴ。
【０２１５】
残りのビットは付加的に要求可能な機能のためにリザーブされている。これらの機能は必要に応じて機能マネージャ６０３に挿入することができる。
【０２１６】
所定の要求可能な機能を、他の機能または割込ルーチンにより要求すべき場合、要求される機能のビットが１にセットされる。例えばＦＣＢ＿ＵＢＴ：＝１となる。機能マネージャ６０３が、この要求に続くプログラムルーチンでそれより高い優先度を有する他の要求可能な機能を発見しなければ、この場合は動作電圧の監視に対する機能が実行される。これは図２３に示されている。
【０２１７】
要求された機能が処理されると、この機能はそのビットを機能マネージャ６０３で再び０にセットする。例えば図２３のＳ３０２でのＦＣＴ＿ＵＢＴ：＝０である。
【０２１８】
図２５ではＳ６０２の後に所定の順序（最重要な要求可能機能から始まって）で、それらの要求ビットがセットされているか否かが検査される。１つの機能でセットされていれば、これが実行され、これに基づき再びステップＳ６０１へジャンプする。機能マネージャ６０５での検査順序は要求可能な機能の優先度を設定する。機能が機能マネージャ６０３で比較的に高い位置にあれば、その機能の優先度は高い。
【０２１９】
Ｓ６０２で、ポンプに対する要求ビットＦＣＴ＿ＰＵＭＰがセットされているか否か、すなわち値１を有するか否かが検査される。セットされていれば、Ｓ６０４へジャンプし、ポンプ機能（図１５の説明）が実行される。終了の前にポンプ機能はその要求ビットＦＣＴ＿ＰＵＭＰを再びゼロにリセットする。その後、ステップＳ６０１へジャンプする。
【０２２０】
Ｓ６０２でＦＣＴ＿ＰＵＭＰがセットされていなければ、Ｓ６０８でＦＣＴ＿ＵＢＴがセットされているか否かが検査される。セットされていれば、機能Ｓ６１０（図２３，２４）で動作電圧ＵＢの監視が呼び出される。
【０２２１】
同じようにしてＦＣＴ＿ｎがセットされている場合には、Ｓ６１２から実際回転数ｎ（図１２）の計算機能Ｓ６１４が呼び出される。ＦＣＴ＿ＲＧＬがセットされている場合には（Ｓ６１６）制御機能Ｄ６１８（図１６）が呼び出され、ＦＣＴ＿ｎ＿ｓがセットされている場合には（Ｓ６２０）目標回転数ｎ＿ｓの計算機能（図８）が呼び出される。
【０２２２】
Ｓ６０２からＳ６２０で検査されるいずれのビットもセットされていなければ、Ｓ６２０から再びＳ６０１へジャンプする。すなわちＳ６０１は各ループの経過の際に実行される。
【０２２３】
図２５は６２４に象徴的にホール割込を示す。このホール割込は最高の優先度（レベル１）を有する。ホール割込がこの高い優先度を有するのは、ホール信号の正確な検出がモータ３９の静粛な回転に対して非常に重要だからである。ホール割込は機能マネージャ６０３の全てのプロセスを中断する。これは矢印６２６により象徴的に示されている。
【０２２４】
ホール割込６２４の下にはタイマＴＩＭＥＲ０のＴＩＭＥＲ０割込が示されている。この割込は次に低い優先度Ｌ２を有しており、その下にある全てのプロセスを中断する。これは矢印６３０により示されている。
【０２２５】
次に低い優先度はポンプ機能Ｓ６０４が有する。なぜならポンピングはモータの確実なコミュテーションに対して重要だからである。
【０２２６】
次に低い優先度Ｌ４は電圧監視機能Ｓ６１０が有する。この電圧監視機能は、過度に高い動作電圧によるモータ３２の破壊を阻止する。
【０２２７】
次に低い優先度Ｌ５は、実際回転数ｎの計算機能Ｓ６１４が有する。実際回転数ｎは目標回転数ｎ＿ｓよりも頻繁に変化する。
【０２２８】
次に低い優先度Ｌ６は制御機能Ｓ６１８が有し、最低位の優先度は目標回転数ｎ＿ｓの計算機能Ｓ６２２が有する。
【０２２９】
しかし場合によりステップＳ６０２〜Ｓ６２０の順序、およびそれらの優先度を入れ替えることもできる。
【０２３０】
例えばモータ３２と（図示しない）デスクトップコンピュータとの間の通信を制御する機能Ｓ６０１が存在する場合には、これはＬ２とＬ３の間の優先度を有する。
【０２３１】
このようにしてモータ３２の種々異なる「必要性」を所定の階層に配列し、μＣ２３のリソースをモータの動作に対して最適に使用することができる。
【０２３２】
図２７は、図１９および２１のような線図を示す。ここでは誘導された電圧Ｕｉ１２２が回転数ｎに対してプロットされている。ラインＵＥ，ｍｉｎ２９６とＵＥ，ｍａｘ２９４は図１９のそれに相応し、従ってＵｉの周囲の領域２９５を制限する。この領域内ではモータ３２の確実な動作が可能である。
【０２３３】
図２０でのＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸの計算は乗算および場合により除算を含む。これらは使用されるμＣ２３で高い計算ステップ数および長い時間を必要とする。
【０２３４】
図１６の閾値制限Ｓ１１３での計算ステップ数を低減するために、簡単な計算が使用される。上側限界線２９９と下側限界線２９８は直線として示されており、それぞれオフセットｃ＿ｍｉｎないしｃ＿ｍａｘをｎ＝０回転／分の個所で有する。この例ではｃ＿ｍｉｎ＝０である。
【０２３５】
直線２９８は図２１のように最大アイドル回転数の際に例えば最大誘導電圧の半分Ｕｍａｘ／２に達する。この直線２９８は調整値ＳＷ＿ＭＩＮの限界を表す。直線２９９は、例えば最大回転数の半分ｎ＿ｍａｘ／２で最大電圧Ｕｍａｘに達する。この直線は調整値ＳＷ＿ＭＡＸの限界を表す。
【０２３６】
図２８は、図１６の制御器のステップＳ１４４の可能な実施Ｓ１１４'''を示す。これは図２７の直線に対するものである。一般的な直線式が選択される。
ＳＷ＿ＭＩＮ：＝ｍ＿ｍｉｎ＊ｎ＋ｃ＿ｍｉｎ
ＳＷ＿ＭＡＸ：＝ｍ＿ｍａｘ＊ｎ＋ｃ＿ｍａｘ
【０２３７】
ｍ＿ｍｉｎは直線２９８の勾配であり、ｍ＿ｍａｘは直線２９９の勾配である。ｃ＿ｍｉｎは直線２９８の縦軸交点（この例ではｃ＿ｍｉｎ＝０）であり、ｃ＿ｍａｘは直線２９９の縦軸交点である。
【０２３８】
定数ｃ＿ｍａｘ，ｃ＿ｍｉｎ，ｍ＿ｍａｘ，ｍ＿ｍｉｎを任意の選択することにより、例えば記憶された値を変更することにより、モータの特性を簡単に変更することができる。
【０２３９】
ｃ＿ｍｉｎは負に選択することもできる。ｃ＿ｍａｘは小さく選択することができ、これによりモータ３２を緩慢に起動させることができる。このようにすると、目標回転数ｎ＿ｓに達する際の過励振（モータ回転数の回転振動）が回避される。同じように直線２９９を、直線２９４と直線１２２との間の領域におくことができる。これにより非常に確実な電流制限が得られる。
【０２４０】
図２９はサブプログラムＣＯＭＭＵＴを示す。このサブプログラムは出力段７８（図１）のコミュテーションを、図２のコミュテーションテーブルに従い、制御回路５０，５２，５４（図８）によって実行する。点火角シフトを行わないモータではこのサブプログラムは例えばホール割込ルーチンによって呼び出される。
【０２４１】
Ｓ３０２では電圧監視ＵＢ＿ＴＥＳＴ（図２３）に基づいて、出力段が遮断されたか否かが（Ｕ＿ＯＦＦ＝１）検査される。遮断されていることは、中間回路７３，７４における電圧が過度に高いかまたは低いことを意味する。
【０２４２】
この場合Ｓ３３０へジャンプする。Ｓ３３０では、全てのドライバ構成素子２００が非アクティブにされる。このことは出力端ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３を１にセットすることにより行われる。
【０２４３】
Ｓ３３２では、信号ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３が１にセットされる。このことはドライバ構成素子２００が非アクティブである際には何の影響も及ぼさないが、記憶されたままの信号ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３の状態がこのことにより後続の過程に対して定義される。
【０２４４】
これに基づいて終了Ｓ３４０へジャンプする。
【０２４５】
Ｓ３０２でＵ＿ＯＦＦ＝０であれば、すなわち中間回路７３，７４の電圧が正常であれば、通常のコミュテーションが図２のコミュテーションテーブルに従って行われる。
【０２４６】
Ｓ３０４で、図１３でポンプ監視に使用されるカウンタＣＮＴ＿ＰがＣＮＴ＿Ｐ＿ＭＡＸにセットされる。なぜなら以降、コミュテーションされるからである。
【０２４７】
Ｓ３０６では、信号ＥＮ１〜ＥＮ３に対する目標値ＥＮ１＿Ｓ，ＥＮ２＿Ｓ，ＥＮ３＿Ｓが、ホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３の組合せＨＬ＿ＣＯＭＢに相応して図２のテーブルからロードされる。図２からのテーブル値にはＴＥＮ１，ＴＥＮ２，ＴＥＮ３が付してある。例えばロータ１１０が角度位置０゜...６０゜ｅｌにあるとき、ホール信号の組合せＨＬ＿ＣＯＭＢは（ＨＳ１＝１，ＨＳ２＝０，ＨＳ３＝１）であり、次の値がロードされる：ＥＮ１＿Ｓ＝０、ＥＮ２＿Ｓ＝０，ＥＮ３＿Ｓ＝１。
【０２４８】
同じようにＳ３０８で信号ＩＮ１〜ＩＮ３に対する目標値ＩＮ１＿Ｓ，ＩＮ２＿Ｓ，ＩＮ３＿Ｓが、ホール信号ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３の組合せＨＬ＿ＣＯＭＢに相応して図２のテーブルからロードされる。ＩＮ値に対するテーブルにはＴＩＮ１，ＴＩＮ２，ＴＩＮ３が付してある。Ｓ３０６からの例に対しては、ＩＮ１＿Ｓ＝１，ＩＮ２＿Ｓ＝ＴＲＩＳＴＡＴＥ、ＩＮ３＿Ｓ＝１が角度位置０゜...６０゜ｅｌに対して得られる。
【０２４９】
コミュテーションの前には、ドライバ構成素子の２つがアクティブであり、１つが非アクティブであった。例えば図８のコミュテーションの前には、構成素子５２と５４がアクティブであり、構成素子５０が非アクティブであった。コミュテーション後には、例えば構成素子５４が非アクティブであり、構成素子５０と５２がアクティブになる。
【０２５０】
ステップＳ３１０からＳ３２０は、コミュテーション前にアクティブであったドライバ構成素子の遮断に用いる。この構成素子はコミュテーション後には非アクティブにすべきであり、上記の例では構成素子５４である。コミュテーションの前後でアクティブである構成素子は常時、アクティブされたままである。このことによりモータ３２での電力損失が回避される。
【０２５１】
図２では行ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３のそれぞれのフィールドにフレーム７４０が設けてある。ここではそれぞれのドライバ構成素子が順次連続する２つの角度領域でアクティブである。
【０２５２】
従ってＳ３１０で、信号ＥＮ１に対する目標値ＥＮ１＿Ｓが１であるか否か、すなわちＥＮ１をコミュテーション後に遮断すべきか否かが検査される。そのような場合には、ＥＮ１がＳ３１２で１にセットされ、巻線端子Ｌ１のブリッジ分岐路のドライバ構成素子が非アクティブにされる。ＥＮ１がコミュテーションの前に非アクティブであったとき、新たな非アクティブ化は何の作用も及ぼさない。
【０２５３】
Ｓ３１４からＳ３２０で、巻線端子Ｌ２とＬ３のブリッジ分岐路に対して同じことが行われる。
【０２５４】
Ｓ３２２では信号ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３が目標値ＩＮ１＿Ｓ、ＩＮ２＿Ｓ、ＩＮ３＿Ｓにセットされる。
【０２５５】
Ｓ３２４では信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３が目標値ＥＮ１＿Ｓ、ＥＮ２＿Ｓ、ＥＮ３＿Ｓにセットされる。コミュテーション後に非アクティブにすべきドライバ構成素子はすでにＳ３１０からＳ３２０で非アクティブにされているから、Ｓ３２４は以前に遮断されていたドライバ構成素子のスイッチオンに作用する。コミュテーションの前でも後でもスイッチオンされている他のドライバ構成素子はＳ３１０からＳ３２０で遮断されない。これは電流中断の際に発生することとなるモータ３２での電力損失を回避するためである。
【０２５６】
Ｓ３４０でサブプログラムＣＯＭＭＵＴは終了する。
【０２５７】
モータ３２を場合により両方向で回転させるためには、第２のコミュテーションテーブルを他方の方向に対して図２と同様に入力しなければならない。しかし多くの場合、例えばラジアルファンでは１回転方向の動作しか要求されない。反対の方向に対するコミュテーションテーブルによる動作は当業者には問題なしに可能であり、従って詳細には説明しない。
【０２５８】
図３０は本発明の電子コミュテーション式モータ３２の別の実施例の概観を示す。このモータは図８に類似する。同じ部材または同じに作用する部材には同じ参照符号が付してあり、通常は再度説明しない。
【０２５９】
図３０では電流制限器１３１および１６１によるハードウエア電流制限部が省略される。これらはμＣ２３で実行されるプログラムによって引き継がれる。このことは１９９により象徴的に示されている。ここでは例えば図１６と同様の制御が使用される。この制御ではＳＷ＿ＭＩＮとＳＷ＿ＭＡＸの計算が図２７および２８と同様に実行され、このとき直線２９８と２９９は直線ＵＥｍｉｎ２９６とＵＥｍａｘ２９４に夫々重なる。図２８のオフセットＯＦＦＳＥＴ１はここでは０である。なぜならＰＷＭ発生器１８２が省略されているからである。
【０２６０】
交互の（パルス立上り）クロッキングに必要なＰＷＭ信号ＰＷＭ１８１は、ハードウエア電流制限部１３１，１６１が使用されないから、μＣ２３の出力端１５７から直接、制御回路５０，５２，５４に供給され、所要の電流制限を行う。従ってモータ３２は安全領域２９５でだけ駆動することができる。モータ電流の測定はここでは省略される。非常に有利には、電流の値を回転数に依存して制限することができる。これにより例えば穏やかな起動が得られる。
【０２６１】
図３１は図３の別の電気的等価回路を示す。この回路は図１のフルブリッジ回路７８の一部だけを示す。同じ部材または同じに作用する部材には同じ参照符号が付してあり、通常は再度説明しない。
【０２６２】
図３１では、図３で閉じていた上側電流スイッチ８２の代わりに、下側電力スイッチ８３が閉じている。さらにクロッキングされる制御信号２２８が上側電力スイッチ８０に、クロッキングされる制御信号２２７が下側電力スイッチ８１に印加される。
【０２６３】
出力段７８のこの形式の通電での主たる相違は、ロータ１１０の所定の角度領域に対してスイッチオンされる電力スイッチが図３１では下側電力スイッチ８３であり、図３では上側電力スイッチ８２であることである。相応にして、クロッキングされる電力スイッチ８０と８１の制御も入れ替わり、適合したテーブル（図２）を制御論理回路に使用しなければならない。
【０２６４】
信号２２７，２２８を形成するためにここでは変更は行われない。従って本発明のモータの前記特徴は全て同じようにこの実施例に適用される。
【０２６５】
信号ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３の必要な変更は図３２に示されている。
【０２６６】
この回路の利点は、下側電力スイッチ８３を使用することによってＬ２のブリッジ分岐路もポンピングされることである。その他の機能は同じであり、電流ｉ３は（図３参照）は反対方向に流れる。
【０２６７】
図３２は図８の変形実施例を示す。図３２の回路は図３１の変形実施例の制御に使用される。示されているのは図８からの変更部分である。他の全ての部分は図８の部分に相当し、図示されていない。
【０２６８】
図８のツェナーダイオード１８６は除去されており、図８のダイオード２６０は反対に極性付けられており、参照符号２６０’を有する。図８の抵抗２６２はアースに接続されているのに対し、抵抗２６２’は＋Ｖｃｃに接続されている。
【０２６９】
図３２により、下側電力スイッチを次のことによって調整することができる。すなわち、ＩＮ１，ＩＮ２またはＩＮ３をゼロにセットすることによって調整することができる。図８の回路では、信号ＩＮ１，ＩＮ２またはＩＮ３のセットにより信号ＰＷＭ２ １８０がそれぞれダイオード（２６０）を介してアースに引き込まれる。
【０２７０】
従って図３２ではダイオード２６０’が使用され、これにより線路ＩＮ１はダイオード２６０’によってアースに対して（gegen）引き込まれる。
【０２７１】
これによりμＣ２３は、ＩＮ１（ＩＮ２，ＩＮ３）をゼロにセットすることによりそれぞれ下側電力スイッチをスイッチオンし、ＩＮ１（ＩＮ２，ＩＮ３）をＴＲＩＳＴＡＴＥにセットすることによりＰＷＭ信号ＰＷＭ２ １８０を導入することができる。ＰＷＭ信号はこのためにＰＷＭ発生器１８２’で反転される。
【０２７２】
もちろん本発明の枠内で多種多様の変更および変形が可能である。
【０２７３】
ある電子コミュテーション式モータでは駆動電流（ｉ２）も制動電流（ｉ２’）と同じように監視される。駆動電流が過度に大きい場合には、モータの電流を制御するデューティ比が低減される。そして制動電流が過度に大きい場合にはこのデューティ比が高められる。このために２つの電流制限素子（１３１，１６１）を備えるアナログ回路があり、同様にこの機能をマイクロコントローラのソフトウエアにより実現し、従って電流測定を省略することのできる回路を有する。さらに２つの手段を組み合わせることもできる。ここではハードウエア電流制限とソフトウエア電流制限とが共働で作用する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明の電子コミュテーション式モータの第１実施例の概略的回路図である。
【図２】 図２は、ロータ位置センサの出力信号と、これに依存する図１のフルブリッジ回路７８の制御を示す図である。
【図３】 図３は、本発明をよりよく説明するため、図１のフルブリッジ回路７８の一部だけを示す等価回路である。
【図４】 図４Ａから４Ｆは、図３に発生する電圧、電流および電力を交互クロッキングにおいて概略的に示す線図である。
【図５】 図５は、図１のモータでの駆動電流を制限するための電流制限装置である。
【図６】 図６は、図１のモータでの制動電流を制限するための電流制限装置である。
【図７】 図７は、図１のモータでの駆動電流と制動電流とを制限するための組み合わされた電流制限装置である。
【図８】 図８は、本発明のモータの有利な実施例を説明するための概略的回路図である。
【図９】 図９は、図８のモータに有利に適用することのできるアナログＰＷＭ発生器を説明するための概略図である。
【図１０】 図１０Ａと１０Ｂは、図９を説明するための線図である。
【図１１】 図１１は、図８の装置でのブリッジ分岐路の制御を説明するための詳細図である。
【図１２】 図１２は、図１のロータ位置センサ１１１，１１２，１１３の出力信号及び、組み合わされたロータ位置信号を示す図である。
【図１３】 図１３は、本発明のモータにおけるいわゆるポンピング経過を示すフローチャートである。
【図１４】 図１４Ａと１４Ｂは、図１３の作用を説明するための線図である。
【図１５】 図１５は、デジタル回転数調整（制御）装置の作用を、これが本発明でどのように有利に使用できるかについて説明する基本図である。
【図１６】 図１６は、図１５の調整装置を実現するためのフローチャートである。
【図１７】 図１７は、図１６のフローチャートを説明するための極端に簡素化された装置の図である。
【図１８】 図１８は、ＰＷＭ信号およびここで発生する信号形状と時間を示す線図である。
【図１９】 図１９は、先行図面の電子コミュテーション式モータを説明するためのモータ線図である。
【図２０】 図２０は、図１６の調整装置の変形として使用することのできるフローチャートの１ステップを示す図である。
【図２１】 図２１は、簡素化された電流制限を説明するためのモータ線図である。
【図２２】 図２２は、図１６の調整装置で変形として使用することができ、図２１の実現のために用いられるフローチャートの一部である。
【図２３】 図２３は、モータの駆動電圧ＵＢの制限を説明するためのフローチャートであり、この駆動電圧はモータに直流中間回路を介して供給される。
【図２４】 図２４は、図２３のフローチャートを説明するための概略図である。
【図２５】 図２５は、有利には本発明のモータで使用することのできる機能マネージャである。
【図２６】 図２６は、８ビットの制御ワードであり、これは機能マネージャ（図２５）で本発明のモータでのプログラム経過の実行に対して優先度を設定するのに使用される。
【図２７】 図２７は、電流制限の非常に有利な変形を説明するためのモータ線図である。
【図２８】 図２８は、図１６の調整装置で変形として使用することができ、図２７の変形を実現するために用いられるフローチャートの１ステップを示す図である。
【図２９】 図２９は、出力段７８の転流に使用されるコミュテーション機能に対するフローチャートである。
【図３０】 図３０は、合成的モータモデルにより動作する図１の構成の有利な変形実施例を示す図である。
【図３１】 図３１は、図１のフルブリッジ回路７８の一部だけを示す図３のような電気的等価回路であり、ブリッジの制御の他の形式の係るものである。
【図３２】 図３２は、図８の変形実施例であり、これは図３１の変形実施例を制御するために必要である。

Claims (21)

1. ロータ（１１０）とステータ（１１４）とを有する電子コミュテーション式モータであって、
   固定子巻線装置（１１５，１１６，１１７）と、コミュテーション装置とを有し、
   前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路（７８）を介して電流が直流源（７３，７４）から給電可能であり、
   前記フルブリッジ回路は各ブリッジ分岐路に、１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
   前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路（７３）と接続されており、
   前記下側トランジスタは直流源の負の線路（７４）と接続されており、
   前記コミュテーション装置は、前記トランジスタをコミュテーションし、かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ（１１０）位置に依存して第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路では上側トランジスタおよび下側トランジスタが交互にスイッチオンされるように構成され、
   前記第２のブリッジ分岐路の前記上側トランジスタ（図３、図３１：８０）および前記下側トランジスタ（図３、図３１：８１）を所定のデューティ比で交互にスイッチオンするよう作動するＰＷＭ信号（図３、図３１：２２７、２２８）を生成するためのＰＷＭ発生器（図８、図９：１８２）が設けられ、
   さらに、少なくとも１つのモータ量に依存して、所定の値を上回る制動電流（ｉ２’）がフルブリッジ回路に発生するとき、前記ＰＷＭ信号のデューティ比（ＰＷＭ２）を変化させて、モータ（３２）により発電的に形成される電流が低減されるように構成された装置が設けられていること
   を特徴とする電子コミュテーション式モータ。
2. 直流源（７３，７４）における電圧（ＵＢ）を監視するための装置を有し、
   該装置は、所定の上側限界値（Ｕ＿ＭＡＸ＿ＯＦＦ）を前記電圧（ＵＢ）が上回るとき、フルブリッジ回路（７８）の全てのトランジスタを阻止する、請求項１記載のモータ。
3. モータ制御に用いるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下マイクロプロセッサ（２３）と称する）を有し、
   該マイクロプロセッサはＡ／Ｄ変換器を有し、
   該Ａ／Ｄ変換器は直流源の電圧（ＵＢ）をデジタル値（Ｕ＿ＡＤ）に、マイクロプロセッサ（２３）でのデジタル後続処理のために変換する、請求項２記載のモータ。
4. モータ制御に用いるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（２３）（以下マイクロプロセッサと称する）を有し、
   該マイクロプロセッサは動作時に、出力信号をフルブリッジ回路（７８）を制御するために送出し、
   各ブリッジ分岐路にはコミュテーション構成素子（５０，５２，５４）が、当該ブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとを交互にスイッチオンするために配属されており、
   該コミュテーション構成素子は少なくとも２つの信号入力端（例えばＩＮ１，ＥＮ１）を有し、
   該信号入力端はマイクロプロセッサ（２３）の別個の信号出力によって制御可能であり、
   ＰＷＭ信号（ＰＷＭ２）が前記信号入力端（ＩＮ１、ＩＮ２，ＩＮ３）の１つに供給可能であり、
   該信号入力端に配属された、マイクロプロセッサ（２３）の信号出力端（ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３）は高抵抗状態に切替可能であり、
   これにより前記マイクロプロセッサから、前記ブリッジ分岐路のトランジスタの交互スイッチオンがＰＷＭ信号（ＰＷＭ２）によってアクティブにされる、請求項１から３までのいずれか１項記載のモータ。
5. モータ制御に用いるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下マイクロプロセッサ（２３）と称する）を有し、
   該マイクロプロセッサはモータの回転数制御に用いられ、かつ少なくとも１つの出力端にプロセッサＰＷＭ信号（ＰＷＭ１）をモータの回転数制御のために出力し、
   さらに、前記プロセッサＰＷＭ信号のデューティ比を回転数に依存する値に制限するための装置を有する、請求項１から４までのいずれか１項記載のモータ。
6. 前記デューティ比（ＰＷＭ１）は制動過程時には、モータ（３２）の回転数（ｎ）の減少と共に減少する最小値に制限される、請求項５記載のモータ。
7. プロセッサＰＷＭ信号は、そのデューティ比（ＰＷＭ１）によって第１のコンデンサ（１５９）の充電状態を制御し、
   第２のコンデンサ（１４８）が設けられており、
   該第２のコンデンサは抵抗装置（１５０，１５２）を介して前記第１のコンデンサ（１５９）と接続されており、
   フルブリッジ回路（７８）に供給されるＰＷＭ信号のデューティ比（ＰＷＭ２）は実質的に、前記２つのコンデンサ（１４８，１５９）の一方の電圧によって制御される、請求項５または６記載のモータ。
8. 前記第２のコンデンサ（１４８）は第１のコンデンサ（１５９）よりも小さい容量を有する、請求項７記載のモータ。
9. 電流制限装置（１３１，１６１）がモータに対して設けられており、
   該電流制限装置は、所定の限界値を駆動電流（ｉ２）が上回るとき、前記第２のコンデンサ（１４８）の電荷を所定の方向に変化させ、
   かつ前記電流制限装置は、所定の限界値を制動電流（ｉ２’）が上回るとき、前記第２のコンデンサ（１４８）の電荷を前記所定の方向とは反対の方向に変化させる、請求項７または８記載のモータ。
10. ロータ（１０）とステータ（１１４）とを備える電子コミュテーション式モータであって、
    固定子巻線装置（１１５，１１６，１１７）を有し、
    該固定子巻線装置には、フルブリッジ回路（７８）を介して電流が直流源（７３，７４）から給電され、
    前記フルブリッジ回路（７８）は、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＮＭＯＳトランジスタと、１つの下側トランジスタとを有し、
    前記上側ＮＭＯＳトランジスタは前記直流源の正の線路（７３）と接続されており、
    前記下側トランジスタは前記直流源の負の線路（７４）と接続されており、
    ブリッジ分岐路の上側トランジスタにはそれぞれ蓄積コンデンサ（２３０）が配属されており、
    該蓄積コンデンサは前記ブリッジ分岐路の下側トランジスタを介して充電可能であり、かつ前記上側トランジスタに制御電圧を供給するために用いられ、
    さらに前記トランジスタをコミュテーションするためのコミュテーション装置を有し、
    該コミュテーション装置は、少なくともロータ（１１０）位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路では上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されており、
    モータ回転数（ｎ）が監視され、所定の回転数値を下回る際、所定の時間（図１４Ｂ：ＣＮＴ＿Ｐ＿ＭＡＸ）の経過後、フルブリッジ回路の上側トランジスタが短時間阻止され、該フルブリッジ回路の下側トランジスタが短時間スイッチオンされ、
    これにより上側トランジスタの蓄積コンデンサ（２３０）が充電され、このことにより該上側トランジスタの確実な制御が、回転数が低い場合またはモータが静止状態にある場合でも保証される、
    ことを特徴とする電子コミュテーション式モータ。
11. 永久磁石ロータ（１１０）とステータ（１１４）とを有する電子コミュテーション式モータの駆動方法であって、
    前記モータはさらに固定子巻線装置（１１５，１１６，１１７）と、コミュテーション装置と、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下、マイクロプロセッサ（２３）と称する）とを有し、
    前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路（７８）を介して電流が直流源（７３，７４）から給電可能であり、
    該フルブリッジ回路（７８）は、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
    前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路（７３）と接続されており、
    前記下側トランジスタは直流源の負の線路（７４）と接続されており、
    前記コミュテーション装置は前記トランジスタをコミュテーションし、
    かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ（１１０）位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号によって制御されて、上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されている形式のモータの駆動方法において、
    前記マイクロプロセッサ（２３）にてモータ（３２）の合成的モデルと、該マイクロプロセッサに供給されるモータ回転数に対する値とに基づき、該モータに供給される直流電圧（ＵＥ）がモータに誘導される電圧（Ｕｉ）と所定の関係にあるか否かを連続的に監視し、
    モータが発電的に駆動され、かつモータに印加される直流電圧（ＵＥ）が所定の関係外にあるとき、マイクロプロセッサ（２３）によりＰＷＭ信号のデューティ比を相応に変化し、
    当該ＰＷＭ信号によって、第２のブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとを交互にスイッチオンし、これにより前記変化によって制動電流（ｉ２’）を制限する、
    ことを特徴とする駆動方法。
12. 永久磁石ロータ（１１０）と、ステータ（１１４）と、固定子巻線装置（１１５，１１６，１１７）と、コミュテーション装置と、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下、マイクロプロセッサ（２３）と称する）とを有する電子コミュテーション式モータの駆動方法であって、
    前記固定子巻線装置には、フルブリッジ回路（７８）を介して電流が直流源（７３，７４）から給電可能であり、
    前記フルブリッジ回路（７８）は複数のブリッジ分岐路を有し、各ブリッジ分岐路に１つの上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタと１つの下側トランジスタとを有し、
    前記上側ＭＯＳＦＥＴトランジスタは直流源の正の線路（７３）と接続されており、
    前記下側トランジスタは直流源の負の線路（７４）と接続されており、
    前記コミュテーション装置は前記トランジスタをコミュテーションし、
    かつ前記コミュテーション装置は、少なくともロータ（１１０）位置に依存して、第１のブリッジ分岐路では１つのトランジスタだけがスイッチオンされ、第２のブリッジ分岐路ではＰＷＭ信号により制御されて、上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされるように構成されている形式のモータの駆動方法において、
    マイクロプロセッサ（２３）にて、モータ（３２）の合成的モデルに基づき、該モータに供給される直流電圧（ＵＥ）がモータで誘導される電圧（Ｕｉ）と所定の関係にあるか否かを監視し、
    前記関係が維持されない場合、該関係を補正するためにＰＷＭ信号のデューティ比を相応に変化し、
    該ＰＷＭ信号により第２のブリッジ分岐路の上側トランジスタと下側トランジスタとが交互にスイッチオンされ、
    前記デューティ比の変化によって、前記所定の関係の逸脱に対抗的に作用する、
    ことを特徴とする電子コミュテーション式モータの駆動方法。
13. ロータ（１１０）とステータ（１１４）とを有する電子コミュテーション式モータであって、
    前記ステータには固定子巻線装置（１１５，１１６，１１７）が配置されており、
    該固定子巻線装置には、並列に接続された複数のブリッジ分岐路を備えるフルブリッジ回路（７８）が配属されており、
    前記ブリッジ分岐路の各々は１つの上側トランジスタ（８０）と１つの下側トランジスタ（８１）とを有し、
    前記上側トランジスタは直流源の正の線路（７３）と接続されており、
    前記下側トランジスタは直流源の負の線路（７４）と接続されており、
    ブリッジ分岐路の前記２つのトランジスタ（８０，８１）にはそれぞれ１つの制御回路（５０，５２，５４）が配属されており、
    該制御回路は、第１の入力信号（ＥＮ１）に依存してアクティブまたは非アクティブにされ、かつ当該非アクティブ状態では配属されたブリッジ分岐路の２つのトランジスタ（８０，８１）を阻止し、
    かつ前記制御回路は第２の入力信号（ＩＮ１）に依存して、第１の入力信号（ＥＮ１）によりアクティブ化された状態では、上側トランジスタ（８０）または下側トランジスタ（８１）のいずれかが導通制御されるように切替可能であり、
    さらにマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（以下、マイクロプロセッサ（２３）と称する）を有し、
    該マイクロプロセッサは、第１の入力信号を第１の出力端（ＥＮ１）に形成し、第２の入力信号を第２の出力端（ＩＮ１）に形成し、
    そして制御可能なデューティ比（ＰＷＭ；ＰＷＭ２）を備えるＰＷＭ信号の形態の第３の入力信号（１８０）を有し、
    該第３の入力信号は、制御回路（５０）に第２の入力信号（ＩＮ１）とは並列にＰＷＭ信号源（１８２）から供給可能であり、かつマイクロプロセッサ（２３）の第２の出力端（ＩＮ１）が所定のスイッチ状態に切り替えられるときだけ作用する、
    ことを特徴とする電子コミュテーション式モータ。
14. マイクロプロセッサ（２３）の第２の出力端（ＩＮ１）の前記所定のスイッチ状態は、高抵抗状態（ＴＲＩＳＴＡＴＥ）である、請求項１３記載のモータ。
15. 第３の入力信号（１８０）は制御回路（５０，５２，５４）にダイオード（２６０）を介して供給可能である、請求項１３または１４記載のモータ。
16. 第３の入力信号（１８０）の振幅は、例えばツェナーダイオード（１８６）によって制限される、請求項１３から１５までのいずれか１項記載のモータ。
17. 制御回路は入力端（２２３）を有し、
    該入力端には抵抗（２５２）が接続されており、
    該抵抗の大きさはデッドタイム（Δｔ）の大きさを、配属されたブリッジ分岐路のトランジスタ（８０，８１）間で切り替わる際に調整し、
    前記抵抗（２５２）は制御可能なスイッチ素子（２５０）によって少なくとも部分的に橋絡可能であり、
    前記スイッチ素子は第１の入力信号（ＥＮ１）によって制御可能である、請求項１３から１６までのいずれか１項記載のモータ。
18. 前記制御可能なスイッチ素子（２５０）は、マイクロプロセッサ（２３）の第１の出力端（ＥＮ１）が高抵抗状態を取るとき制御され、これにより配属されたブリッジ分岐路（８０，８１）が阻止される、請求項１７記載のモータ。
19. ＰＷＭ信号源（１８２）のデューティ比（ＰＷＭ２）はコンデンサ（１４８）の電圧によって制御可能であり、
    該電圧は、過度に大きな駆動電流が固定子巻線装置を流れるとき、第１の電流制限装置（１３１）によって所定の方向に変化可能であり、
    これにより前記駆動電流はデューティ比（ＰＷＭ２）の相応の変化によって低下され、
    前記電圧は、過度に大きな制動電流が固定子巻線装置を流れるとき、第２の電流制限装置（１６１）によって前記所定の方向とは反対の方向に変化可能であり、
    これにより前記制動電流はデューティ比（ＰＷＭ２）の相応の変化によって低下される、請求項１３から１８までのいずれか１項記載のモータ。
20. デューティ比（ＰＷＭ２）に対する制限装置が設けられており、
    これによりデューティ比（ＰＷＭ２）が極値を取るとき、ブリッジ分岐路の下側トランジスタ（８１）が常時開放されかつ上側トランジスタ（８０）が常時閉成される状態になることが阻止される、請求項１９記載のモータ。
21. 少なくとも３相に構成されており、かつ少なくとも３つの制御回路（５０，５２，５４）をブリッジ分岐路（２１，２２，２３）に対して有し、
    コミュテーションの際に、制御回路の第１の入力信号（ＥＮ１）の中断を、当該制御回路がコミュテーションの前後でアクティブでなければならない場合に阻止する装置を有する、請求項１３から２０までのいずれか１項記載のモータ。

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