JPS6135564B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、交流電源および直流電源のどちら
でも使用することのできるポータブルテレビジヨ
ン受像機の電源回路用などに好適な交直両用電源
回路に関し、特に、交流電源使用時に動作するシ
リーズレギユレータと直流電源使用時に動作する
DC−DCコンバータの誤差検出増幅回路を共用す
ることにより、出力電圧の調整の簡素化、直流電
源使用時の異常発振の防止を期することができる
とともに、交流電源使用時のシリーズレギユレー
タの良好な制御特性を得ることができるばかりか
交直両電源の使用時には両出力電圧が同じ値にで
きる交直両用電源回路を提供することを目的とす
る。

以下、この発明の交直両用電源回路の実施例に
ついて、図面に基づき説明する。添付図面はその
一実施例を示す接続図である。この発明では交流
電源系統と直流電源系統の２つの系統を有してお
り、まず、交流電源系統の場合から説明すること
にする。図中のACは交流電源であり、この交流
電源ACの両極はダイオードD₁〜D₄からなるブリ
ツジ整流回路の入力端に接続されている。ブリツ
ジ整流回路の負側の出力端は接地され、正側の出
力端はスイツチSW₁を介して平滑用のコンデンサ
C₁に接続され、このコンデンサC₁の他端は接地
されている。さらにこの正側の出力端はシリーズ
レギユレータの主体をなす制御トランジスタQ₁
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のコレクタに接続されている。

制御トランジスタQ₁のコレクタとベース間に
は抵抗R₁が接続されており、また、制御トラン
ジスタQ₁のエミツタは逆流防止用のダイオード
D₅を通して負荷Ｌの一端に接続されている。負
荷Ｌの他端は接地されている。

一方、直流電源系統はDC−DCコンバータによ
るものであり、直流電源DCの負極は接地され、
正極はスイツチSW₂を介してラインl₁に接続され
ている。このラインl₁は発振回路OSCの電源端子
が接続されている。この発振回路OSCは矩形波
信号Ｓを発生するものであり、この矩形波信号Ｓ
はトランジスタQ₂のベースに供給するようにな
つている。トランジスタQ₂はバツフア回路の主
体をなすものであり、上記矩形波信号Ｓがベース
に供給されると、そのコレクタに反転した矩形波
信号を発生するようになつている。トランジスタ
Q₂のエミツタは接地され、コレクタは抵抗R₂を
介してラインl₁に接続されている。かくして、ト
ランジスタQ₂、抵抗R₂とにより、バツフア回路
が形成されている。

トランジスタQ₂のコレクタはコンデンサC₂、
抵抗R₃，R₄を介して接地されている。コンデン
サC₂は微分回路用のコンデンサである。抵抗R₃
とR₄との接続点P₁はトランジスタQ₃のベースに
接続されている。このトランジスタQ₃のエミツ
タはラインl₁に接続され、コレクタは抵抗R₅，R₆
を通して接地されている。かくして、トランジス
タQ₃、抵抗R₅，R₆とにより波形整形回路が形成
されている。この波形整形回路は、トランジスタ
Q₂のコレクタに現われる矩形波電圧をコンデン
サC₂、抵抗R₃，R₄による微分回路で得られた微
分波形（鋸歯状波電圧）を再度矩形波の信号に整
形するための回路である。

抵抗R₅とR₆との接続点はドライブトランジス
タQ₄のベースに接続されている。ドライブトラ
ンジスタQ₄のエミツタは接地され、コレクタは
ドライブトランスT₁の１次巻線T₁Pを介してライ
ンl₁に接続されている。ドライブトランジスタQ₄
とドライブトランスT₁とにより、ドライブ回路
が形成されているもので、後述する出力トランジ
スタQ₅をドライブするようになつている。ドラ
イブトランスT₁の２次巻線の一端は接地され、
他端は出力トランジスタQ₅のベースに接続され
ている。

出力トランジスタQ₅はドライブ回路の出力に
より駆動されて、スイツチング作動を行うもので
あり、そのエミツタは接地され、コレクタはコン
バータトランスT₂の１次巻線T₂Pを介してライン
l₁に接続されている。コンバータトランスT₂の２
次巻線の一端は接地され、他端は整流用のダイオ
ードD₆および平滑用のコンデンサC₃を介して接
地されている。ダイオードD₅はコンバータトラ
ンスT₂の２次巻線に誘起される矩形波の交流電
圧を整流するものであり、コンデンサC₃はダイ
オードD₆により整流された電圧を平滑化するも
のである。ダイオードD₆とコンデンサC₃との接
続点は上記負荷Ｌの一端に接続されている。この
ようにして、トランジスタQ₅、コンバータトラ
ンスT₂、ダイオードD₆、コンデンサC₃とにより
変換部が形成されている。そして、上記発振回路
OSC、バツフア回路、波形整形回路、ドライブ
回路、変換部とにより、DC−DCコンバータ回路
が形成されている。

次に、誤差検出増幅回路の構成について説明す
る。上記負荷Ｌに並列に、すなわち、シリーズレ
ギユレータの出力端とアース間およびダイオード
D₆とコンデンサC₃との接続点とアース間に、ツ
エナーダイオードD₇、抵抗R₇、可変抵抗R₈、抵
抗R₉との直列回路が接続されている。抵抗R₇と
可変抵抗R₈との接続点は誤差検出増幅トランジ
スタQ₆のベースに接続されている。この誤差検
出増幅トランジスタQ₆のエミツタは接地され、
コレクタはブロツクダイオードD₈を介して増幅
用のトランジスタQ₇のベースに接続されてい
る。また、誤差検出増幅トランジスタQ₆のコレ
クタはブロツクダイオードD₉を経て接続点P₁に
接続されている。かくして、ツエナーダイオード
D₇、抵抗R₇、可変抵抗R₈、抵抗R₉、誤差検出増
幅トランジスタQ₆、ブロツクダイオードD₈，D₉
とにより、誤差検出増幅回路が形成されている。

上記増幅用のトランジスタQ₇のコレクタは抵
抗R₁₀を通して接地されており、エミツタは制御
トランジスタQ₁のベースに接続されている。こ
のトランジスタQ₇のベースとエミツタ間には抵
抗R₁₁が接続されている。このトランジスタQ₇、
抵抗R₁₀，R₁₁とにより増幅回路が形成されてい
る。

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次に、以上のように構成されたこの発明の交直
両用電源回路の動作について説明する。まず、交
流電源ACの使用時の場合から説明する。交流電
源ACの使用時には、交流電源ACの交流電圧をダ
イオードD₁〜D₄のブリツジ整流回路で整流して
直流電圧に変換する。スイツチSW₁を閉じること
によりこの直流電圧はコンデンサC₁でリツプル
成分が除去されて平滑した後、制御トランジスタ
Q₁、ダイオードD₅を通して、負荷Ｌに安定化さ
れた電圧が加えられる。

このときの定電圧動作は誤差検出増幅回路によ
り制御トランジスタQ₁を制御するものである。
すなわち、ツエナーダイオードD₇、抵抗R₇、可
変抵抗R₈、抵抗R₉の回路により負荷Ｌの両端の
電圧を検出し、この電圧が所定の設定値よりも変
動しているとき、誤差検出増幅トランジスタQ₆
のベースに検出電圧を供給する。それによつて、
誤差検出増幅トランジスタQ₆のコレクタに現わ
れる制御信号でトランジスタQ₇、制御トランジ
スタQ₁のコレクタ電流を制御して、出力電圧が
一定となるように、制御トランジスタQ₁のコレ
クタ・エミツタ間のインピーダンスを制御する。
このインピーダンスの制御によつて、一定電圧が
得られる。

次に、直流電源DCの使用時の動作について説
明する。この場合、直流電源DCの電圧はスイツ
チSW₂を閉じることによつてラインl₁に印加さ
れ、発振回路OSCが発振作用を行う。それによ
つて、発振回路OSCの出力端には矩形波信号Ｓ
が現われる。この矩形波信号Ｓはバツフア回路の
トランジスタQ₂のベースに加えられる。その結
果、トランジスタQ₂のコレクタには反転された
矩形波電圧が現われる。この矩形波電圧はコンデ
ンサC₂、抵抗R₃，R₄により微分された後、波形
整形回路のトランジスタQ₃のベースに印加され
る。

トランジスタQ₃のベースに微分された電圧が
印加されることにより、そこで再度矩形波に波形
が整形される。この波形整形された矩形波電圧は
抵抗R₅とR₆とで分圧された後、ドライブ回路の
ドライブトランジスタQ₄のベースに印加され
る。このドライブトランジスタQ₄のベースに印
加された矩形波電圧はドライブトランスT₁を経
て出力トランジスタQ₅のベースに印加される。
これにより、出力トランジスタQ₅が駆動され
て、スイツチング動作を行う。このスイツチング
動作にともない、コンバータトランスT₂の２次
巻線T₂Sの両端に矩形波の交流電圧が誘起され
る。この交流電圧はダイオードD₆で整流され、
コンデンサC₃で平滑された後、負荷Ｌの両端に
印加される。

このとき、負荷Ｌの両端に加えられた電圧を交
流電源ACの使用と同様にして、ツエナーダイオ
ードD₇、抵抗R₇、可変抵抗R₈、抵抗R₉の回路で
誤差電圧を検出し、誤差検出増幅トランジスタ
Q₆のベースに加える。そして、DC−DCの動作中
の場合、すなわち、直流電源DCの使用時には、
DC−DCコンバータの出力電圧を制御するには、
出力トランジスタQ₅の導通期間と非導通期間の
比、つまり、デユテイ・レシオを制御すればよ
い。

そこで、トランジスタQ₂のコレクタに現われ
る矩形波電圧を主にコンデンサC₂と誤差検出増
幅トランジスタQ₆のコレクタ・エミツタ間の動
作抵抗からなる微分回路で微分して、その微分電
圧を波形整形回路のトランジスタQ₃に加えて、
矩形波電圧に戻す。しかる後に、ドライブトラン
ジスタQ₄をこの矩形波電圧で駆動し、ドライブ
トランスT₁を介して出力トランジスタQ₅のベー
スに加える。このようにして、出力トランジスタ
Q₅のデユテイ・レシオはコンデンサC₂、誤差検
出増幅トランジスタQ₆、トランジスタQ₃によつ
て制御される。

上記から明らかなように、交流電源ACの使用
時と直流電源DCの使用時に誤差検出増幅回路、
すなわち、ツエナーダイオードD₇、抵抗R₇、可
変抵抗R₈、抵抗R₉および誤差検出増幅トランジ
スタQ₆からなる回路を共用することができる。
これにともない、出力電圧を調整するための可変
抵抗R₈の調整は１回で済むことになり、調整工
数の削減ができる。なお、交流電源ACの使用時
と直流電源DCの使用時において、シリーズレギ
ユレータとDC−DCコンバータの相互の回路の影
響はダイオードD₅，D₆およびブロツクダイオー
ドD₈，D₉により生じないようになつている。

ところで、DC−DCコンバータはドライブトラ
ンスT₁、コンバータトランスT₂などのインダク
タンス成分を有する部品を使用していることおよ
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び微分回路による充放電動作をさせていることな
どにより、ステツプ応答がどうしても悪くなる。
このため、誤差検出増幅回路の制御感度を必要以
上に大きくすると、ステツプ応答が悪くなる。そ
の結果、瞬時の負荷変化もしくは入力変化時に、
交流的に負帰還がかからずに、正帰還になつてし
まう。これにともない、ループ内で異常発振を起
してしまう。したがつて、比較的出力電圧が低い
ような場合には、たとえば、図に示すようなツエ
ナーダイオードD₇、抵抗R₇、可変抵抗R₈、抵抗
R₉からなる分圧回路を構成して分圧比を小さく
して感度を下げている。

このように、誤差検出増幅回路の制御感度を下
げると、今度は交流電源使用時の制御特性が劣化
してしまう。しかしながら、この発明では、図の
ように、PNP型の増幅用のトランジスタQ₇によ
る増幅回路が追加されている。これにより、直流
電源DCの使用時には異常発振を抑え、交流電源
ACの使用時には良好な制御特性を得ることがで
きる。

また、このトランジスタQ₇を追加することに
より、誤差検出増幅トランジスタQ₆のコレクタ
電流は非常に小さくなつてしまう。そして、一般
に、トランジスタは極端にコレクタ電流を小さく
すると、動作点が不安定になり、極端な場合には
トランジスタとしての動作をしなくなることさえ
ある。したがつて、誤差検出増幅トランジスタ
Q₆には、ある程度安定な動作をするように、コ
レクタ電流を流す必要がある。

この点を勘案し、この発明においては、増幅用
のトランジスタQ₇のベースとエミツタ間に抵抗
R₁₁が接続されている。この抵抗R₁₁を接続するこ
とによつて、誤差検出増幅トランジスタQ₆のコ
レクタ電流が小さくなることを防止している。し
かも、トランジスタのエミツタ・ベース間の電圧
は一般に0.6〜0.7V程度の定電圧となるから、抵
抗R₁₁に流れる電流は一定となり、誤差検出増幅
トランジスタQ₆のコレクタ電流はほぼ定電流に
なる。したがつて、さらに安定した動作特性が得
られる。

また、上記増幅用のトランジスタQ₇のエミツ
タ・ベース間が定電圧となることを利用すれば、
抵抗R₁₁の値を変えることによつて、誤差検出増
幅トランジスタQ₆のコレクタ電流をある程度の
範囲で可変できることがわかり、これを利用して
以下に述べることが可能となる。

すなわち、前にも述べたように、トランジスタ
の動作点はコレクタ電流によつて変化するので、
交流電源ACの使用時と直流電源DCの使用時の誤
差検出増幅トランジスタQ₆のコレクタ電流の差
が大きいと、出力電圧が交流電源ACの使用時と
直流電源DCの使用時とで、同一の値にならない
場合がある。したがつて、交流電源ACの使用時
と直流電源DCの使用時とで誤差検出増幅トラン
ジスタQ₆のコレクタ電流がほぼ同じ値になるよ
うに抵抗R₁₁の値を選定すれば、出力電圧が同一
にできる。

このことは、トランジスタの動作点がコレクタ
電流のみにならず、コレクタ・エミツタ間電圧な
どによつても若干変化するので、結果的には出力
電圧が同一になるように抵抗R₁₁の値を選定すれ
ばよい。

なお、誤差検出増幅トランジスタQ₆のコレク
タ電流は抵抗R₁₁で変えるほかに、直流電源DCの
使用時の誤差検出増幅トランジスタQ₆のコレク
タ電流値を微分回路用のコンデンサC₂によつて
変えて、交流電源ACの使用時に合わせることも
できる。

以上詳述したように、この発明の交直両用電源
回路によれば、交流電源使用時に動作するシリー
ズレギユレータと、交直電源使用時に動作する
DC−DCコンバータとに対して、誤差検出増幅回
路を共用するようにしているので、出力電圧の調
整が１回で済み、調整作業を簡略にできるととも
に、DC−DCコンバータの動作時における異常発
振を抑制できるばかりか、シリーズレギユレータ
の動作時には良好な制御特性も得られる。また、
交流電源の使用時でも直流電源の使用時でも出力
電圧を同じ値にできるなど、多くのすぐれた利点
を有するものである。

【図面の簡単な説明】

図はこの発明の交直両用電源回路の一実施例を
示す接続図である。 AC……交流電源、C₁〜C₃……コンデンサ、D₁
〜D₆……ダイオード、D₇……ツエナーダイオー
ド、D₈，D₉……ブロツクダイオード、DC……直
流電源、Q₁……制御トランジスタ、Q₂，Q₃，Q₇
……トランジスタ、Q₄……ドライブトランジス
〓〓〓〓
タ、Q₅……出力トランジスタ、Q₆……誤差検出
増幅トランジスタ、R₁〜R₇，R₉〜R₁₁……抵抗、
R₈……可変抵抗、T₁……ドライブトランス、T₂
……コンバータトランス。 〓〓〓〓

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源とこの交流電源と相反的にあるいは
   同時に使用される直流電源と、前記交流電源の電
   圧を整流して平滑化する整流平滑回路と、この整
   流平滑回路で得られた直流電圧を所定の定電圧に
   制御して負荷に供給するシリーズレギユレータ
   と、前記直流電源電圧を交流に変換した後所定の
   直流電圧に変換して前記負荷に供給するDC−DC
   コンバータと、このコンバータの出力側及び前記
   整流平滑回路出力側に共通に接続され前記負荷に
   供給される前記直流電圧の誤差を検出して動作状
   態にする上記シリーズレギユレータあるいはDC
   −DCコンバータの出力電圧を所定値に戻させる
   誤差検出増幅回路とよりなる交直両用電源回路。 ２ 誤差増幅検出回路の出力は増幅用のトランジ
   スタを通してシリーズレギユレータに供給される
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の交
   直両用電源回路。 ３ 交流電源の使用時には誤差検出増幅回路の出
   力電流を安定にするためおよび直流電源の使用時
   にはDC−DCコンバータの出力電圧が交流電源使
   用時におけるシリーズレギユレータの出力電圧と
   ほぼ同一値になるように上記増幅用のトランジス
   タのベース・エミツタ間に抵抗を接続したことを
   特徴とする特許請求の範囲第２項記載の交直両用
   電源。