JPS6133481B2 - - Google Patents
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- JPS6133481B2 JPS6133481B2 JP55097444A JP9744480A JPS6133481B2 JP S6133481 B2 JPS6133481 B2 JP S6133481B2 JP 55097444 A JP55097444 A JP 55097444A JP 9744480 A JP9744480 A JP 9744480A JP S6133481 B2 JPS6133481 B2 JP S6133481B2
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- impedance
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
- H03B9/145—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance the frequency being determined by a cavity resonator, e.g. a hollow waveguide cavity or a coaxial cavity
Description
本発明はトラパツト・ダイオードと、このダイ
オードの端子間に接続された伝送線路とを具え該
伝送線路は前記ダイオードからみて高いインピー
ダンスから低いインピーダンスへのステツプ状遷
移部の形態でトリガ素子を具え、該遷移部は該ダ
イオードによつて生ぜしめられたエネルギーを該
ダイオードへと反射させて戻して該ダイオードに
よる別のエネルギーの発生をトリガさせるように
前記ダイオードから離間配置されており、および
前記伝送線路はこの伝送線路に沿つて離間された
別のインピーダンス遷移部を具えている、時間遅
延トリガされるトラパツト発振器に関する。 同軸線の典型的なかようなトラパツト発振器に
ついては米国特許第3842370号に開示されてい
て、この発振器では伝送線路の大部分のインピー
ダンスはトラパツト・ダイオードのインピーダン
スよりも高い均一なインピーダンスである。この
発振器は低減フイルタすなわち、内外両導体間に
伝送線路に沿つて離間配置されかつ各々が伝送線
路に局部的に低減されたインピーダンスを与える
4個のいわゆるスタブまたは同軸スリーブを具え
た低減フイルタを含んでいる。尚、これら各スタ
ブまたはスリーブは高対低インピーダンスおよび
低対高インピーダンスの2つのインピーダンスの
ステツプ状遷移(step transitions)を与えるも
のである。ダイオードに最も近いスタブによつて
与えられる(ダイオードからみた)高対低ステツ
プ状インピーダンス遷移部が発振器のトリガ素子
を構成している。ダイオードにすぐ隣接した伝送
線路の部分は低インピーダンスであつていわゆる
ステツプ状トランフオーマ(step transformer)
を与えていて、この低いインピーダンスからこの
伝送線路の大部分より高いインピーダンスへの一
つのステツプ状遷移がある。この米国特許明細書
によれば、このステツプ状トランスフオーマは3
つの機能を有しており、その主要な機能はダイオ
ードの低インピーダンスを伝送線路およびこれに
接続された出力線路の高インピーダンスへ整合さ
せることであり、他の機能はトラパツト・ダイオ
ード動作(これはダイオードの種々の特性に依存
する)に対する最適な遅れ角θdを制御すること
およびダイオード近くに大きな容量を与えること
にあるといわれる。この米国特許明細書には、さ
らに効率の高い動作を行なわせるためにはダイオ
ードからみた全インピーダンスはステツプ・トラ
ンスフオーマのみによつて与えることができない
ある特性を有する必要があること、そのため低域
フイルタを利用する必要があることが記載されて
いる。 本願人等はかようなトラパツト発振器の動作は
フイルタ・スタブの位置の正確な設定に臨界的に
依存しており、波形、電力、効率および周波数と
の間で満足できる状態を得るためにはフイルタを
長々しく繰返し調整する工程が必要であることを
知つた。発振器毎の場合はおろか、単一の発振器
の場合でさえもフイルタの特定の設定の効果を再
現することはできないかも知れないし、また例え
ばダイオードを変えた場合にはフイルタを再調整
する必要がある。その上、フイルタのいずれの特
定な設定に対しても通常はダイオードをその動作
可能な電流範囲の一部分においてのみにわたつて
駆動させることができることが判つた。さらにま
たかような低域フイルタが無くても発振器は作動
するが、その場合にはその作動は実質的に1つの
周波数においてのみであつてその効率も著しく良
好であるとはいえないことが判つた。 これらの問題のためにトラパツト発振器が大量
生産に不向きになつていると考えられる。 従来のトラパツト発振器によつてこれらの問題
が生ずる理由は次の通りであると考えられてい
る。 この発振器は作動のためには、ダイオードに最
も近いフイルタ・スタブにおける(ダイオードか
らみて)高対低インピーダンス遷移部から反射さ
れたパルスによつてダイオードを繰返しトリガす
ることが必要である。(トラパツト・ダイオード
からみて)高いインピーダンスから低いインピー
ダンスへの各遷移、特に発振器の一部分を形成す
るフイルタ内でのかような遷移が単一のダイオー
ド−刺激でトリガ電圧を発生することができるの
で、みかけのまたは多量トリガリングが可能であ
る。これら多重トリガ・パルスの各々が競つて発
振周波数を制御できるので、コヒーレント発振が
優勢となるためには1回のトリガを必要とする。 トリガ・パルス間で、特にトラパツト・モード
の過渡状態期間すなわち第1トラパツト・パルス
とコヒーレンスが確立されるサイクルとの間の時
間期間にダイオード電圧がなだれ崩壊を越えない
ようになしている実際的な問題についてほとんど
研究がなされていないように思われる。経験から
局所集中容量が増大していることおよび(前述し
た米国特許明細書に開示されているような)単一
のインピーダンス・ステツプを持つているトリ
ガ・ラインは有益であることが判つているが、か
かる電圧抑制は、故意にではないが、トラパツ
ト・ダイオードと無線周波数負荷との間の構成成
分に基づく低インピーダンスと高インピーダンス
との間の不連続性部分からの反射によつて主とし
て行なわれてしまうおそれがある。 これまでトラパツト発振回路は基本周波数およ
びこれを関連した高調周波数(特にこれら高調周
波数ではフイルタが必要とされる)で必要な定常
状態インピーダンスを単に与えると考えられてい
るが、実際にはこれら発振回路はトリガ・パルス
間のダイオード電圧を抑圧するための電圧ステツ
プを与えると考えられる。この予期しない役割に
順応するようにコヒーレンスを得るために、発振
回路の多くの構成素子は常に経験的な調整を必要
とする。ダイオード電圧がトリガ間でのなだれ崩
壊電圧を越えないようにすることができない場合
には、各トリガ・パルスより前に異なつたダイオ
ード状態となり従つてコヒーレンスを妨げてしま
う。 本発明の目的は先ず第1に不連続部からの反射
による不所望なトリガリングを禁止しよつてトリ
ガ素子からのトリガ反射の実効性を高めることに
あり、次に回復期間中にこのダイオード電圧を抑
圧することにある。 本発明によるトラパツト発振器によれば、前述
の別のインピーダンス遷移部の各々はダイオード
からみてより低いインピーダンスからより高いイ
ンピーダンスへの遷移部であつてかつ前述のダイ
オードとトリガ素子との間に、伝送線路のインピ
ーダンスがこの伝送線路に沿つてダイオードから
トリガ素子に向つて次第に増大するように、位置
されていることを特徴とする。 ここで「別のインピーダンス遷移部」には、多
数の順次の著しく小さなインピーダンス・ステツ
プとみなし得る、伝送線路のテーパー部を含むも
のと解することができる。 これら別のインピーダンス遷移部は、伝送線路
が複数個の段部を具えていてそれらの各インピー
ダンスがダイオードから次第に増大するようにス
テツプ状遷移部としてもよい。さらに、これら別
のインピーダンス遷移部は伝送線路に沿つてダイ
オードからインピーダンスが連続して増大するよ
うなテーパー部を形成してもよい。さらに、別の
遷移部はその一部分をステツプ状遷移部となしお
よび一部分がテーパー部を形成するようになして
もよい。 発振器が同軸線である場合には、ステツプ状に
することおよびテーパー状にすることの双方およ
びいずれか一方を内側導体および外側導体のいず
れか一方または双方に適用してもよい。 本発明による発振器は従来のトラパツト発振器
に採用されていたような低域フイルタを使用する
必要はないし、さらに所望の基本周波数でかつ効
率良く動作するように容易にセツト・アツプする
ことができる。この発振器の動作は従来の発振器
の場合よりもこれら別の遷移部の位置に対する依
存度がはるかに小さい。この従来の発振器とは著
しく異なり、その性能は遷移部がそれらの最適位
置から移動するに従つて次第に低下するにすぎ
ず、発振器がコヒーレント発振を生じなくなる前
に事実上ある距離だけ移動することができる。そ
の上著しく異なるダイオードによつてダイオード
の置換を行なつても遷移部の位置の調整はほとん
ど或いは全く必要としない。さらに加えて、トリ
ガ素子の位置を調整することによつて有効帯域幅
にわたり基本周波数を変えることができるととも
に一般にはその効率は従来の発振器の効率と少な
くとも同程度である。 以下図面につき本発明の実施例につき説明す
る。 図は寸法通りではないが、同軸形式のトラパツ
ト発振器を示しており、このトラパツト発振器の
構成は直径が一定の中央導体Cと、内面のアウト
ラインだけが図式的に示された、ステツプ状に構
成された外側導体とを具えていて、この外側導体
が、都合が良いことに、夫々特性インピーダンス
Z1、Z2……………Z7を有する長さL1、L2…………
…L7の段部から形成されているとみみなすこと
が出来る。 図に示すように、この同軸系はその上端部のと
ころの横方向の壁Wで終つていて、この壁と中央
導体Cとの間にトラパツト・ダイオードTがあ
る。 遅延線は1から5までの段部から形成されてお
り、この遅延線の長さが主として発振周波数を定
めダイオードTから離間しているその端部からト
リガ・パルスとして作用するパルスの反射が行な
われ、他方段部5と6との接合部における、高イ
ンピーダンスから低インピーダンスへのステツプ
状遷移部がトリガ素子を形成し、このトリガ素子
によつてダイオードTから遅延線に沿つて戻つて
きたパルスの一部分を反射させて次のパルスをト
リガさせるようになす。 この段部6を越えたところに別の段部7があ
り、この段部7は発振器構成の出力段部を形成し
ていてこの段部に負荷やダイオードに対するバイ
アス回路を通常の方法で結合させる。 成端が広帯域整合であるすなわち、例えば、英
国特許出願2026800A号に開示されているような
定抵抗回路網の場合には、この段部の長さは重要
ではない。 段部5と6との間の高対低インピーダンス遷移
部が唯一のものであるから、この場合にはこのイ
ンピーダンス遷移部は、発振器の中で、ダイオー
ドからの負方向パルスを反転させて正方向パルス
をこの遅延線をダイオードへ向けて戻すようにな
す唯一の部分である。他のインピーダンス遷移部
は全て低対高インピーダンス遷移部であるので、
ダイオード・パルスは反射により反転されず一連
の負方向パルスとして戻されてトリガ・パルス間
でのダイオード電圧の上昇を抑制したり妨げたり
し、従つてインピーダンス遷移部5−6によつて
形成されるトリガ素子で反射されるトリガ・パル
スの影響を安定化するように作用する。 段部5はおよそ3mmの長さのポリスチレン・ワ
ツシヤBを担持していて、このワツシヤは外側導
体内および内側導体Cの表面にぴつたりと納まつ
ている。このワツシヤを設けた理由は組立体の強
度を高めるという機械的な理由からである。 段部6は、環状断面を有し連続する段部5と7
の内面内を滑動できこの表面と掛合するばね接触
フインガー部Fを有している真ちゆうスラツグS
の形態となつており、これによつて段部5の長さ
従つて発振器の基本周波数を変えることができ
る。この構成の使用により基本周波数をほぼ1.8
ないし2.5GHzの限界ないで変えることができる
とともにコヒーレンスを維持できることがわかつ
た。次に図を参照して幾つかの実施例につき説明
する。これら全ての実施例では中央導体Cの直径
を3mmとする。以下の実施例ではdは外側導体の
内径とする。全ての実施例において周波数は
2.5GHzであつて0.1%のデユーテイサイクルでパ
ルス作動された。 実施例 1
オードの端子間に接続された伝送線路とを具え該
伝送線路は前記ダイオードからみて高いインピー
ダンスから低いインピーダンスへのステツプ状遷
移部の形態でトリガ素子を具え、該遷移部は該ダ
イオードによつて生ぜしめられたエネルギーを該
ダイオードへと反射させて戻して該ダイオードに
よる別のエネルギーの発生をトリガさせるように
前記ダイオードから離間配置されており、および
前記伝送線路はこの伝送線路に沿つて離間された
別のインピーダンス遷移部を具えている、時間遅
延トリガされるトラパツト発振器に関する。 同軸線の典型的なかようなトラパツト発振器に
ついては米国特許第3842370号に開示されてい
て、この発振器では伝送線路の大部分のインピー
ダンスはトラパツト・ダイオードのインピーダン
スよりも高い均一なインピーダンスである。この
発振器は低減フイルタすなわち、内外両導体間に
伝送線路に沿つて離間配置されかつ各々が伝送線
路に局部的に低減されたインピーダンスを与える
4個のいわゆるスタブまたは同軸スリーブを具え
た低減フイルタを含んでいる。尚、これら各スタ
ブまたはスリーブは高対低インピーダンスおよび
低対高インピーダンスの2つのインピーダンスの
ステツプ状遷移(step transitions)を与えるも
のである。ダイオードに最も近いスタブによつて
与えられる(ダイオードからみた)高対低ステツ
プ状インピーダンス遷移部が発振器のトリガ素子
を構成している。ダイオードにすぐ隣接した伝送
線路の部分は低インピーダンスであつていわゆる
ステツプ状トランフオーマ(step transformer)
を与えていて、この低いインピーダンスからこの
伝送線路の大部分より高いインピーダンスへの一
つのステツプ状遷移がある。この米国特許明細書
によれば、このステツプ状トランスフオーマは3
つの機能を有しており、その主要な機能はダイオ
ードの低インピーダンスを伝送線路およびこれに
接続された出力線路の高インピーダンスへ整合さ
せることであり、他の機能はトラパツト・ダイオ
ード動作(これはダイオードの種々の特性に依存
する)に対する最適な遅れ角θdを制御すること
およびダイオード近くに大きな容量を与えること
にあるといわれる。この米国特許明細書には、さ
らに効率の高い動作を行なわせるためにはダイオ
ードからみた全インピーダンスはステツプ・トラ
ンスフオーマのみによつて与えることができない
ある特性を有する必要があること、そのため低域
フイルタを利用する必要があることが記載されて
いる。 本願人等はかようなトラパツト発振器の動作は
フイルタ・スタブの位置の正確な設定に臨界的に
依存しており、波形、電力、効率および周波数と
の間で満足できる状態を得るためにはフイルタを
長々しく繰返し調整する工程が必要であることを
知つた。発振器毎の場合はおろか、単一の発振器
の場合でさえもフイルタの特定の設定の効果を再
現することはできないかも知れないし、また例え
ばダイオードを変えた場合にはフイルタを再調整
する必要がある。その上、フイルタのいずれの特
定な設定に対しても通常はダイオードをその動作
可能な電流範囲の一部分においてのみにわたつて
駆動させることができることが判つた。さらにま
たかような低域フイルタが無くても発振器は作動
するが、その場合にはその作動は実質的に1つの
周波数においてのみであつてその効率も著しく良
好であるとはいえないことが判つた。 これらの問題のためにトラパツト発振器が大量
生産に不向きになつていると考えられる。 従来のトラパツト発振器によつてこれらの問題
が生ずる理由は次の通りであると考えられてい
る。 この発振器は作動のためには、ダイオードに最
も近いフイルタ・スタブにおける(ダイオードか
らみて)高対低インピーダンス遷移部から反射さ
れたパルスによつてダイオードを繰返しトリガす
ることが必要である。(トラパツト・ダイオード
からみて)高いインピーダンスから低いインピー
ダンスへの各遷移、特に発振器の一部分を形成す
るフイルタ内でのかような遷移が単一のダイオー
ド−刺激でトリガ電圧を発生することができるの
で、みかけのまたは多量トリガリングが可能であ
る。これら多重トリガ・パルスの各々が競つて発
振周波数を制御できるので、コヒーレント発振が
優勢となるためには1回のトリガを必要とする。 トリガ・パルス間で、特にトラパツト・モード
の過渡状態期間すなわち第1トラパツト・パルス
とコヒーレンスが確立されるサイクルとの間の時
間期間にダイオード電圧がなだれ崩壊を越えない
ようになしている実際的な問題についてほとんど
研究がなされていないように思われる。経験から
局所集中容量が増大していることおよび(前述し
た米国特許明細書に開示されているような)単一
のインピーダンス・ステツプを持つているトリ
ガ・ラインは有益であることが判つているが、か
かる電圧抑制は、故意にではないが、トラパツ
ト・ダイオードと無線周波数負荷との間の構成成
分に基づく低インピーダンスと高インピーダンス
との間の不連続性部分からの反射によつて主とし
て行なわれてしまうおそれがある。 これまでトラパツト発振回路は基本周波数およ
びこれを関連した高調周波数(特にこれら高調周
波数ではフイルタが必要とされる)で必要な定常
状態インピーダンスを単に与えると考えられてい
るが、実際にはこれら発振回路はトリガ・パルス
間のダイオード電圧を抑圧するための電圧ステツ
プを与えると考えられる。この予期しない役割に
順応するようにコヒーレンスを得るために、発振
回路の多くの構成素子は常に経験的な調整を必要
とする。ダイオード電圧がトリガ間でのなだれ崩
壊電圧を越えないようにすることができない場合
には、各トリガ・パルスより前に異なつたダイオ
ード状態となり従つてコヒーレンスを妨げてしま
う。 本発明の目的は先ず第1に不連続部からの反射
による不所望なトリガリングを禁止しよつてトリ
ガ素子からのトリガ反射の実効性を高めることに
あり、次に回復期間中にこのダイオード電圧を抑
圧することにある。 本発明によるトラパツト発振器によれば、前述
の別のインピーダンス遷移部の各々はダイオード
からみてより低いインピーダンスからより高いイ
ンピーダンスへの遷移部であつてかつ前述のダイ
オードとトリガ素子との間に、伝送線路のインピ
ーダンスがこの伝送線路に沿つてダイオードから
トリガ素子に向つて次第に増大するように、位置
されていることを特徴とする。 ここで「別のインピーダンス遷移部」には、多
数の順次の著しく小さなインピーダンス・ステツ
プとみなし得る、伝送線路のテーパー部を含むも
のと解することができる。 これら別のインピーダンス遷移部は、伝送線路
が複数個の段部を具えていてそれらの各インピー
ダンスがダイオードから次第に増大するようにス
テツプ状遷移部としてもよい。さらに、これら別
のインピーダンス遷移部は伝送線路に沿つてダイ
オードからインピーダンスが連続して増大するよ
うなテーパー部を形成してもよい。さらに、別の
遷移部はその一部分をステツプ状遷移部となしお
よび一部分がテーパー部を形成するようになして
もよい。 発振器が同軸線である場合には、ステツプ状に
することおよびテーパー状にすることの双方およ
びいずれか一方を内側導体および外側導体のいず
れか一方または双方に適用してもよい。 本発明による発振器は従来のトラパツト発振器
に採用されていたような低域フイルタを使用する
必要はないし、さらに所望の基本周波数でかつ効
率良く動作するように容易にセツト・アツプする
ことができる。この発振器の動作は従来の発振器
の場合よりもこれら別の遷移部の位置に対する依
存度がはるかに小さい。この従来の発振器とは著
しく異なり、その性能は遷移部がそれらの最適位
置から移動するに従つて次第に低下するにすぎ
ず、発振器がコヒーレント発振を生じなくなる前
に事実上ある距離だけ移動することができる。そ
の上著しく異なるダイオードによつてダイオード
の置換を行なつても遷移部の位置の調整はほとん
ど或いは全く必要としない。さらに加えて、トリ
ガ素子の位置を調整することによつて有効帯域幅
にわたり基本周波数を変えることができるととも
に一般にはその効率は従来の発振器の効率と少な
くとも同程度である。 以下図面につき本発明の実施例につき説明す
る。 図は寸法通りではないが、同軸形式のトラパツ
ト発振器を示しており、このトラパツト発振器の
構成は直径が一定の中央導体Cと、内面のアウト
ラインだけが図式的に示された、ステツプ状に構
成された外側導体とを具えていて、この外側導体
が、都合が良いことに、夫々特性インピーダンス
Z1、Z2……………Z7を有する長さL1、L2…………
…L7の段部から形成されているとみみなすこと
が出来る。 図に示すように、この同軸系はその上端部のと
ころの横方向の壁Wで終つていて、この壁と中央
導体Cとの間にトラパツト・ダイオードTがあ
る。 遅延線は1から5までの段部から形成されてお
り、この遅延線の長さが主として発振周波数を定
めダイオードTから離間しているその端部からト
リガ・パルスとして作用するパルスの反射が行な
われ、他方段部5と6との接合部における、高イ
ンピーダンスから低インピーダンスへのステツプ
状遷移部がトリガ素子を形成し、このトリガ素子
によつてダイオードTから遅延線に沿つて戻つて
きたパルスの一部分を反射させて次のパルスをト
リガさせるようになす。 この段部6を越えたところに別の段部7があ
り、この段部7は発振器構成の出力段部を形成し
ていてこの段部に負荷やダイオードに対するバイ
アス回路を通常の方法で結合させる。 成端が広帯域整合であるすなわち、例えば、英
国特許出願2026800A号に開示されているような
定抵抗回路網の場合には、この段部の長さは重要
ではない。 段部5と6との間の高対低インピーダンス遷移
部が唯一のものであるから、この場合にはこのイ
ンピーダンス遷移部は、発振器の中で、ダイオー
ドからの負方向パルスを反転させて正方向パルス
をこの遅延線をダイオードへ向けて戻すようにな
す唯一の部分である。他のインピーダンス遷移部
は全て低対高インピーダンス遷移部であるので、
ダイオード・パルスは反射により反転されず一連
の負方向パルスとして戻されてトリガ・パルス間
でのダイオード電圧の上昇を抑制したり妨げたり
し、従つてインピーダンス遷移部5−6によつて
形成されるトリガ素子で反射されるトリガ・パル
スの影響を安定化するように作用する。 段部5はおよそ3mmの長さのポリスチレン・ワ
ツシヤBを担持していて、このワツシヤは外側導
体内および内側導体Cの表面にぴつたりと納まつ
ている。このワツシヤを設けた理由は組立体の強
度を高めるという機械的な理由からである。 段部6は、環状断面を有し連続する段部5と7
の内面内を滑動できこの表面と掛合するばね接触
フインガー部Fを有している真ちゆうスラツグS
の形態となつており、これによつて段部5の長さ
従つて発振器の基本周波数を変えることができ
る。この構成の使用により基本周波数をほぼ1.8
ないし2.5GHzの限界ないで変えることができる
とともにコヒーレンスを維持できることがわかつ
た。次に図を参照して幾つかの実施例につき説明
する。これら全ての実施例では中央導体Cの直径
を3mmとする。以下の実施例ではdは外側導体の
内径とする。全ての実施例において周波数は
2.5GHzであつて0.1%のデユーテイサイクルでパ
ルス作動された。 実施例 1
【表】
【表】
この実施例では、パルス期間にダイオードによ
つて流れる平均電流を約2アンペアから少なくと
も4アンペアまで変えることができ、後者の電流
の場合にはピーク出力電力は40ワツトに達した。 実施例 2 この実施例では段部6を9mmの長さとした以外
は実施例1と同じである。この場合出力電力は4
アンペアの入力パルス電流でほぼ45ワツトであつ
た。 実施例 3 この実施例では段部2の長さLを9mmとしその
インピーダンスZを20Ωとした以外は実施例2の
場合と同様な寸法を有するが、この場合には段部
2および3が等しいものであるからこの実施例は
図に示すような5段の遅延線ではなくて4段の遅
延線である。この構成はパルス期間中3.7アンペ
アの平均電流まで駆動させることができるにすぎ
ないが、50ワツトまでの出力電力を得た。 実施例 4 段部 Z(Ω) L(mm) 1 10 6 2 15 18 3 20 9 4 30 9 5 50 9 6 10 9 7 50 この構成により、4アンペアの入力パルス電流
で60ワツトの出力電力を得た。 実施例 5 この実施例では段部1の長さLを9mmとしこれ
がおおよそ2mmの長さの交差結合したポリスチレ
ンのスラツグで負荷されている以外は実施例4の
場合の寸法と同じであり、この場合には60ワツト
以上のピーク電力を得た。 実施例 6 この実施例では低インピーダンスの段部6を形
成する真ちゆうフラングSを省略しその代わりに
中央導体Cに長さが9mmで直径を6mmに膨大させ
た部分を形成した点に相違点があるが、他は実施
例2の寸法と同じ寸法に形成されて2.5GHzの一
定周波数の発振器を得た。 前述した実施例は全て同軸形態であるが、本発
明の前述した技術は例えばストリツプラインのよ
うな他の形式の伝送ラインにも同様に適用できる
ものと解する。
つて流れる平均電流を約2アンペアから少なくと
も4アンペアまで変えることができ、後者の電流
の場合にはピーク出力電力は40ワツトに達した。 実施例 2 この実施例では段部6を9mmの長さとした以外
は実施例1と同じである。この場合出力電力は4
アンペアの入力パルス電流でほぼ45ワツトであつ
た。 実施例 3 この実施例では段部2の長さLを9mmとしその
インピーダンスZを20Ωとした以外は実施例2の
場合と同様な寸法を有するが、この場合には段部
2および3が等しいものであるからこの実施例は
図に示すような5段の遅延線ではなくて4段の遅
延線である。この構成はパルス期間中3.7アンペ
アの平均電流まで駆動させることができるにすぎ
ないが、50ワツトまでの出力電力を得た。 実施例 4 段部 Z(Ω) L(mm) 1 10 6 2 15 18 3 20 9 4 30 9 5 50 9 6 10 9 7 50 この構成により、4アンペアの入力パルス電流
で60ワツトの出力電力を得た。 実施例 5 この実施例では段部1の長さLを9mmとしこれ
がおおよそ2mmの長さの交差結合したポリスチレ
ンのスラツグで負荷されている以外は実施例4の
場合の寸法と同じであり、この場合には60ワツト
以上のピーク電力を得た。 実施例 6 この実施例では低インピーダンスの段部6を形
成する真ちゆうフラングSを省略しその代わりに
中央導体Cに長さが9mmで直径を6mmに膨大させ
た部分を形成した点に相違点があるが、他は実施
例2の寸法と同じ寸法に形成されて2.5GHzの一
定周波数の発振器を得た。 前述した実施例は全て同軸形態であるが、本発
明の前述した技術は例えばストリツプラインのよ
うな他の形式の伝送ラインにも同様に適用できる
ものと解する。
図は本発明の一実施例である同軸系式のトラパ
ツト発振器を示す線図である。 1〜7……段部、W……窓、T……トラパツ
ト・ダイオード、B……ワツシヤ、S……スラツ
グ、F……フインガー部、C……中央導体。
ツト発振器を示す線図である。 1〜7……段部、W……窓、T……トラパツ
ト・ダイオード、B……ワツシヤ、S……スラツ
グ、F……フインガー部、C……中央導体。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 トラパツト・ダイオードと、このダイオード
の端子間に接続された伝送線路とを具え、該伝送
線路は前記ダイオードからみて高いインピーダン
スから低いインピーダンスへのステツプ状遷移部
の形態でトリガ素子を具え、該遷移部は該ダイオ
ードによつて生ぜしめられたエネルギーを該ダイ
オードへと反射させて戻して該ダイオードによる
別のエネルギーの発生をトリガさせるように前記
ダイオードから離間配置されており、および前記
伝送線路はこの伝送線路に沿つて離間された別の
インピーダンス遷移部を具えている、時間遅延ト
リガされるトラパツト発振器において、前記別の
インピーダンス遷移部は各々前記ダイオードから
みてより低いインピーダンスからより高いインピ
ーダンスへの遷移部であつてかつ前記ダイオード
と前記トリガ素子との間に、前記伝送線路に沿つ
て該ダイオードから該トリガ素子へと該伝送線路
のインピーダンスが次第に増大するように位置さ
れていることを特徴とするトラパツト発振器。 2 前記別のインピーダンス遷移部をステツプ状
遷移部となしたことを特徴とする特許請求の範囲
1記載のトラパツト発振器。 3 前記別のインピーダンス遷移部はテーパー部
を形成していることを特徴とする特許請求の範囲
1記載のトラパツト発振器。 4 前記別のインピーダンス遷移部はその一部分
をステツプ状遷移部となしおよびその一部分がテ
ーパー部を形成していることを特徴とする特許請
求の範囲1記載のトラパツト発振器。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB7924638A GB2032715B (en) | 1979-07-16 | 1979-07-16 | Trapatt diode oscillator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5639603A JPS5639603A (en) | 1981-04-15 |
JPS6133481B2 true JPS6133481B2 (ja) | 1986-08-02 |
Family
ID=10506520
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9744480A Granted JPS5639603A (en) | 1979-07-16 | 1980-07-16 | Trapatt oscillator |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4354165A (ja) |
EP (1) | EP0022601B1 (ja) |
JP (1) | JPS5639603A (ja) |
AU (1) | AU534171B2 (ja) |
CA (1) | CA1147030A (ja) |
DE (1) | DE3062618D1 (ja) |
GB (1) | GB2032715B (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2075782B (en) * | 1980-05-09 | 1983-12-14 | Philips Electronic Associated | Rf oscillator arrangement |
DE102011006209A1 (de) * | 2011-03-28 | 2012-10-04 | Siemens Aktiengesellschaft | HF-Generator |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3646357A (en) * | 1970-03-27 | 1972-02-29 | Sperry Rand Corp | Semiconductor diode high-frequency signal generator |
US3628185A (en) * | 1970-03-30 | 1971-12-14 | Bell Telephone Labor Inc | Solid-state high-frequency source |
US3714605A (en) * | 1970-12-30 | 1973-01-30 | Sperry Rand Corp | Broad band high efficiency mode energy converter |
US3743966A (en) * | 1972-02-09 | 1973-07-03 | Sperry Rand Corp | Trapatt diode transmission line oscillator using time delayed triggering |
US3721919A (en) * | 1972-03-13 | 1973-03-20 | Sperry Rand Corp | High efficiency mode planar microcircuit high frequency signal generator |
US3842370A (en) * | 1973-02-22 | 1974-10-15 | Hughes Aircraft Co | Coaxial trapatt oscillator operable at a fixed frequency and at a high efficiency |
US3919667A (en) * | 1973-09-21 | 1975-11-11 | Gen Electric | Avalanche diode oscillator |
GB2026800B (en) * | 1979-05-23 | 1983-06-15 | Philips Electronic Associated | Trapatt oscillators |
-
1979
- 1979-07-16 GB GB7924638A patent/GB2032715B/en not_active Expired
-
1980
- 1980-07-03 US US06/165,892 patent/US4354165A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-07-10 DE DE8080200676T patent/DE3062618D1/de not_active Expired
- 1980-07-10 EP EP80200676A patent/EP0022601B1/en not_active Expired
- 1980-07-16 JP JP9744480A patent/JPS5639603A/ja active Granted
- 1980-07-16 AU AU60435/80A patent/AU534171B2/en not_active Ceased
- 1980-07-16 CA CA000356300A patent/CA1147030A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2032715B (en) | 1983-06-29 |
US4354165A (en) | 1982-10-12 |
CA1147030A (en) | 1983-05-24 |
EP0022601A1 (en) | 1981-01-21 |
AU534171B2 (en) | 1984-01-05 |
EP0022601B1 (en) | 1983-04-06 |
GB2032715A (en) | 1980-05-08 |
AU6043580A (en) | 1981-01-22 |
DE3062618D1 (de) | 1983-05-11 |
JPS5639603A (en) | 1981-04-15 |
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