JPS6132913B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、矩形状の出力電圧を発生する２つの
インバータから、変圧器回路を介して合成出力交
流電圧を取り出すようにしたインバータ装置に関
するものである。

従来のインバータ装置において、出力交流電圧
に含まれる高調波成分、特に低次高調波成分を抑
制するために、単相インバータを変圧器回路を介
して、合成し出力交流電圧を取り出す事が行なわ
れていた。第１図は、その基本構成を示すブロツ
ク図である。第１図において、１〜６は単相イン
バータであつて、それらの出力時点は、単相イン
バータ２〜６のそれを単相インバータ１を基準と
して、30゜，60゜，90゜，120゜，150゜と遅らせ
たものとされている。単相インバータ１〜６の出
力は変圧器７〜１２を介して出力される。変圧器
７〜１２の出力結線は第１図に示すようにおこな
われる。第２図は変圧器出力回路の基本波ベクト
ル図であり、また第３図は、各単相インバータ１
〜６の構成図を概念的に示したもので、Ｘ，，
Ｙ，はそれぞれ半導体スイツチを模形化したス
イツチである。さらに、第４図は、この回路の動
作を説明するためのタイムチヤートで、信号
X′，′，Y′，′がそれぞれ存在する時は、それ
に対応するスイツチＸ，，は「オン」の状態
にあり信号が零のときはスイツチは「オフ」とな
る。信号X′と′あるいはY′と′は、それぞれ相
補の関係にあり、信号が同時に存材する事はな
い。従つて、ブリツジインバータのスイツチＸ，
を含むアーム、およびＹ，を含むアームが直
流電源Ｅの短絡回路を形成する事はない。信号
X′と′が存在する期間と信号′とY′が存在する
期間では、負荷Ｚにかかる電圧の極性が異なる。
すなわち負荷Ｚには交流電圧が印加される。第４
図ｅは、この負荷Ｚにかかる電圧を示したもので
あり、信号X′と′、あるいは、′と′が同時に
存在する期間θを変える事により、交流電圧ｅの
実効値の調整ができる。

第１図に示すように結線した場合の出力端子Ｒ
―Ｎ間の電圧ｅ_RNは、次の(1)式のようになる。

ここでｎが奇数の場合Ｋ_oは、 ｎ＝１、12ｍ±１のときＫ_o＝１ ｎ＝12ｍ−７、12ｍ−５のときＫ_o＝０ ｎ＝３（２ｍ−１）のときＫ_o＝1/2 よつて、第５、第７およびそれに12の倍数を加え
た調波が消えるが、第11、第13調波はそのまま残
る。第３調波およびその倍数調波は線間で０とな
る。

以上の方法で、インバータの出力電圧の調節が
でき、第３、第５、第７、第９などの低次高調波
成分が０となるが、この従来の欠点として、主回
路に用いられる半導体スイツチが、６×４＝24個
必要で比較的大容量のものでないと大幅なコスト
アツプになる。また、線間電圧の第11、第13調波
が全く減衰されずに出力されるため、この交流電
圧を正弦化するためのフイルタもあまり小さいも
のでが使用できない。これは装置の大形化、重量
化となるばかりでなく、電圧の過渡特性の劣化、
効率の低下など、電気的にも悪い結果をもたらし
ている。また、上記の方法においては変圧器とし
て２種類の単相変圧器が必要となるが、これら
は、一般に使われる３相トランスなどに比べ特殊
な部類に入るため、コストが割高になることがあ
つた。

本発明は、これらの欠点を改善するために、基
本波電圧の半周期の間に任意の調波を除去するよ
うに複数のパルスを発生するようなインバータを
用いると共に、第１と第２のインバータの出力が
位相差をもつて動作するようにし、その出力を変
圧器回路を介して合成し交流電圧を取り出すよう
にしたインバータ装置を提供するものである。

第５図は、本発明の基本構成を示すブロツク図
である。第５図において１３，１４は直流電圧に
対する交流電圧基本波成分を変えなながらも任意
調波を除去するような３相インバータであり、変
圧器回路１５，１６でもつて合成出力電圧を取り
出すものである。３相インバータ１３，１４は各
相あたりの位相がθずれたもので、変圧器１５，
１６は同じ仕様のものである。この時の出力端子
Ｒと中性点Ｎの間の電圧ｅ_R-Nは、 ｅ_R-N＝１／２Σｋ_ocosnωｔ ＋１／２Σｋ_ocosn（ωｔ−θ） ＝２／２Σｋ_ocosｎθ／２cosn（ωｔ−θ／２
）…(2) となる。各端子Ｒ，Ｓ，Ｔの基本波ベクトルを第
６図に示す。(2)式よりθ＝180／ｎに選ぶことに
より、第ｎ調波を除去できる。

第７図は、第５図の３相インバータ１３，１４
の基本構成を示す回路図であり、Ｘ，，Ｙ，
，Ｕ，は半導体スイツチを示す。第８図に第
７図に示す回路のタイムチヤートを示す。第８図
に示すX′，′，Y′，′，U′，′は、それぞれＸ
，
，Ｙ，，Ｕ，が「オン」となる期間を示
す。出力電圧ｅ_zxyは、信号Y′と′，′とX′が同
時に存在する時に得られるもので両者ではパルス
の極性が異なる。また、X′と′，Y′と′，Z′と
′はそれぞれ相補形でオン・オフされるため、直
流回路を短絡するモードはなく、X′に対しY′は
120゜、Z′は240゜おくれている。ここで出力電圧
は、第８図に示す転流位置、A₁，A₂〜D₂，D₃の
値を適当に選ぶことにより負荷電圧ｅ_zxy，ｅ_zY
Ｕ，ｅ_zUxの基本波の実効値を調節できるととも
に、任意の高調波成分を抑制することができる。

基本波交流の半サイクル内の転流回数を2n＋
１回とし、その転流位置は基本波交流の半サイク
ルの中心（π／２）に対し対称となるようにし、
半周期ごとに出力電圧の正負が逆転するようにす
ると各転流位置Ａ_k，Ｂ_k，Ｃ_k，Ｄ_kは、次の関係
となる。

このパルス幅変調型インバータにおいて、理論
中性点Ｎから測つた交流電圧ｅの各調波成分の波
高値Ｅ（2m−１）は次の(4)式で表わされる。

(4)式において（2m−１）は各調波の次数であ
る。（ｍ＝１，２，３，……）。この(4)式で、独立
変数であるＡ_kをうまく選ぶことにより、（ｎ−
１）個の高調波を０、もしくは十分小さな値と
し、基本波電圧の大きさを変化させる事が可能で
ある。第９図に本発明の一例としてｎ＝３で第５
および第７調波を０にした時に基本波成分の波高
値の大きさを変化させる時の所要転流位置A₁，
A₂，A₃の値を示す。第３調波およびその任意調
波は線間でなくなるため、この３相ユニツトイン
バータの出力に含まれる最低次の高調波は第11調
波となる。

第１０図は、第９図のような関係にあるA₁〜
A₃に基づいて(3)式の関係をもつて、第８図の波
形を得るための制御回路の一例、すなわち本発明
の１実施例を示す回路図である。第１０図におい
て、発振器１７は基本波交流周波数ＦのＮ倍（Ｎ
は十分大きい）の周波数をもつパルス発振器であ
る。この発振器１７の出力ａが分周器１８に入
る。分周器１８は、基本交流の一周期を電気角で
10゜毎に分け、10゜毎に出力ｂを生ずる２進カウ
ンタの縦続接続回路である。この出力ｂが９進カ
ウンタ３３に入り、この出力ｃが４進カウンタ３
４に入る。

第９図に示す転流位置A₁〜A₃は、基本波の波
高値が0.0〜1.08変化しても、A₁は10゜〜30゜、
A₂は30゜〜40゜、A₃は40゜〜60゜までにあるた
め、A₁は10゜から、A₂は30゜から、A₃は40゜か
らの変化分の値をＮ／360゜倍した値を各基本波
電圧をアドレスとして、記憶装置２０〜２２に記
憶する。ここで、記憶装置２０〜２２の必要な記
憶容量は、設定電圧の数が記憶装置のワード数に
なり、 1og²（Ｎ×２０゜／３６０゜）がビツト数となる。通
常、 Ｎが2⁸〜¹⁵程度にとれば、十分なため最大でも
11bit程度となる。電圧設定装置３２は、出力電
圧基本波成分を出力するためのもので、希望出力
電圧を記憶装置２０〜２２のアドレスとして指定
する。記憶装置２０〜２２の出力は、データセレ
クタ２３〜２５に入り、データセレクタ２３は電
気角が10゜，150゜，190゜，330゜のときｇ、30
゜，140゜，210゜，320゜のときにｈ、40゜，120
゜，220゜，300゜のときにｉより入力するように
コントロール回路１９の出力ｊで指示される。こ
こでは、ｊが（０，０）でｇ、（０，１）でｈ、
（１，０）でｉとなるようにしている。

データセレクタ２４，２５は、データセレクタ
２３に対し、電気角で120゜，240゜ずれたものの
信号ｋ，ｌによつて同様に動作を行なう。

これらの出力ｍ，ｏ，ｐはリバーシブルカウン
タ２６〜２８のプリセツト端に入る。ここでカウ
ンタ２６について考えれば、電気角が０〜90゜、
180゜〜270゜においてはダウンカウント、90゜〜
180゜、270゜〜360゜の範囲ではアツプカウント
とするような動作を行なうように信号ｑによつ
て、制御される。カウンタ２７，２８も位相を
120゜、240゜ずれたものとし、同様な動作を行な
う。カウンタ２６〜２８に入る信号ｔはクロツク
の信号ａと同じである。すなわち、第１０図の
A₁の転流点について考えると、電圧設定装置３
２によつて定められた出力電圧を表わす信号ｆが
記憶装置２０のアドレスを指定し、その内容ｇは
10゜からの変化分である。

この出力をカウンタ２６にプリセツトとして与
え、t₁が１になる事により、カウンタ２６にロー
ドする。ダウンカウンタとして用いられる事によ
り、カウンタ２６の出力が０になつた時がA₁の
転流位置に相当する。カウンタ２７，２８も同様
な動作を行なう。このように、アンダーフローも
しくは、オーバーフローした時のキヤリーｕ，
ｖ，ｗをカウンタ２６〜２８はフリツプフロツプ
２９〜３１に入力する。ここまでの動作のタイミ
ングチヤートを第１１図に示す。

フリツプフロツプ２９〜３１は、プリセツト信
号Ｐ１〜Ｐ３及びリセツト信号Ｒ１〜Ｒ３が共に
１のときは、トリガ信号ｕが入つた時に、入力を
反転して出力に伝え、Ｐ１〜Ｐ３が１でＲ１〜Ｒ
３が０のときは、ｕの信号に関係なく、出力に０
を出し、Ｐ１〜Ｐ３が０でＲ１〜Ｒ３が１のとき
は、出力に１を出す。フリツプフロツプ２９につ
いて考えれば、電気角が０゜になつたとき、Ｐ１
＝１、Ｒ１＝０、180゜のときにＰ１＝０、Ｒ１
＝１を出力する。それ以外のときはＰ１＝１、Ｒ
１＝１である。フリツプフロツプ３０，３１につ
いても、位相が120゜，240゜ずれただけで全く同
様な動作を行う。この様子を第１２図に示す。

このようにすると、フリツプフロツプ２９〜３
１の出力には、X′，Y′，U′の信号が得られ、こ
の出力を反転することにより、′，′，′の出
力が得られる。コントロール回路１９は、第１１
図および第１２図の信号に基づいて、制御信号を
発生するものであり、簡単な論理回路によつて作
る事が可能である。

ここで、記憶装置の内容の読みとりは、サンプ
リングであるため、このインバータ２組を組み合
わせるときは記憶装置が両者のインバータに共用
できる。

この３相インバータ２組を第５図に示すように
変圧器回路を介し、２つのインバータを180゜／
11の位相差でもつて動作させることにより第11調
波を除去することが可能である。

以上のような構成を持つインバータ装置におい
ては、従来の多重型インバータ装置に比べ、主回
路素子の数が減るのみならず、出力電圧に含まれ
る高調波成分が大幅にへるため一般に出力側にあ
るフイルタ部も大幅に減少でき、また使用される
変圧器も単相の複雑な巻線比をもつものに比べ、
通常使われる３相変圧器ですむため、価格的にも
安くなる。以上の様な価格的利点の他、一周期に
数回の転流を行なうため、制御におけるむだ時間
も減り、また、フイルタ数の減少から、電気的過
渡特性も向上したインバータ装置が得られる。

また、上記実施例では、発振器１７の周波数を
可変とすることにより可変周波数電源装置にも応
用が可能である。

また、第１３図ないし第１７図は本発明の他の
実施例を説明するもので、特にインバータを基本
波の７倍で転流するタイプの３相インバータと
し、第１と第２のインバータの両者を180゜＋Δ
φ（但し、Δφ＝１８０゜／１１〜１８０゜／１３程度
）の位相差で 動作させ、その出力を、１次側のデルタ結線によ
り合成し、２次側をスター結線として３相出力を
得る変圧器を用いて、第11及び第13調波まで減少
するようにしたものである。第１３図において、
X₁，_１，Y₁，_１，Z₁，₁，X₂，_２，Y₂，
_２，Z₂，_２は、それぞれ半導体スイツチを模
擬したスイツチである。第１４図は、このアーム
X₁，_１の動作を説明した図であり、信号X′₁，
′がそれぞれ存在するときは、それに対応する
スイツチX₁，_１は「オン」の状態にあり、信
号が零のときはスイツチは「オフ」となる。信号
X′と′_１は、それぞれ相補の関係にあり、信号
が同時に存在することはない。出力電圧ｅは理論
中性点NCとU₁との電位差となる。

基本波交流の半サイクル内の転流回数を2n＋
１回とし、その転流位置は基本波交流の半サイク
ルの中心90゜、270゜に対し対称となるように
し、半周期ごとに出力電圧の正負が逆転するよう
にすると、各転流位置Ａ_k，Ｂ_k，Ｃ_k，Ｄ_kは前述
した実施例と同様に式(3)式で示すものとなり、ま
た、このパルス幅変調型インバータにおいて、理
論中性点NCから測つた交流電圧ｅの各調波成分
の波高値Ｅ（2m−１）は、式(4)式に示すものと
なる。

この(4)式において、ｎ＝３とし、第５および第
７調波を０にしながら、基本波交流電圧の大きさ
を変化させたときのA₁，A₂，A₃の値を第１５図
に示す。

ここで、（Y₁，_１），（Z₁，_１）の半導体ス
イツチを（X_{1 １}）の制御信号（X′₁，′_１）に
比べ、各々、120゜，240゜ずらすように制御する
ことにより、３の倍数調波を除去することが可能
である。第１６図は、このようにスイツチングし
たときのＸ相とＹ相の間の線間電圧に含まれる高
調波の含有量を示している。これを見れば、全て
の３の倍数調波及び第５、第７調波が除去されて
おり、除去されなかつた次の高調波である第11と
第13調波が多く残つていることが分る。

そこでこのような３相インバータの第１のグル
ープと第２のグループを用意し、組合せることに
よつて多量に残つた第11と第13調波を大巾に少く
する方式が第１７図に示されたものである。

第１７図において、半導体スイツチX₁，
_１，Y₁，_１，Z₁，_１は第７図と同じ機能の
第１の３相インバータであり、半導体スイツチ
X₂，_２，Y₂，Ｙ _２，Z₂，_２も同じく第７図
と同じ機能の第２の３相インバータであつて、両
者は180゜＋Δφ （但しΔφ＝１８０゜／１１〜１８０゜／１３程度）
の位相差で動 作される。そして、両者の出力は変圧器（15C）
の１次側で合成され、スター結線された２次側か
ら、３の倍数調波、第11及び第13調波が大幅に減
少された３相交流が得られる。従つて、従来の多
重型インバータ装置に比べ、主回路素子の数が減
るのみならず、出力電圧に含まれる高調波成分も
大幅に減るため、出力電圧を正弦化するためのフ
イルタも小さくなり、価格、重量も小さくなる。
また、出力側に用いられる変圧器も、出力側に２
巻線をもつ複雑な単相インバータではなく、通常
使われる単相または３相トランスですむ。

このような構造上、価格上の長所の外に、基本
波電圧の半周期の間に複数回転流を行なうため、
フイードバツク制御時の無駄時間の減少、フイル
タ部の小形化により過渡応答の向上など、電気的
特性も向上する。

以上においては、３相インバータで多重にする
事で説明を行なつたが、単相インバータにおいて
も同様な関係で、基本波電圧の一周期内に複数回
転流を行ない、基本波電圧を調節すると共に、任
意調波を０にすることを行い、それを２組組み合
せ、変圧器を介して合成出力電圧を取り出すよう
にする単相インバータに対し、同様に適用でき
る。即ち、第１８図は、本発明を単相インバータ
に適用した場合の基本構成を示すもので、５０，
６０は、任意調波も除去もしくは、十分に減衰さ
せながら、直流電圧に対する交流電圧基本波成分
の大きさを変えることができる単相インバータで
あり、このインバータ５０，６０は位相が互に
（180゜−φ）ずれたものである。このとき出力端
子Ｕ−Ｖの合成出力電圧ｅ_U-Vは、(2)式のように
なり、出力基本波ベクトルを第１９図に示す。

ｅ_U-v＝Σｋ_ocosnωｔ −Σｋ_ocosn（ωｔ−（180゜−φ）） ＝２Σｋ_ocosｎφ／２cos（ωｔ＋φ／２）…(2) （ｎ：奇数） ここで、φをうまく選ぶことにより、第ｎ調波
を除去したり、減衰させることが可能である。

第２０図は、第１８図のインバータ５０，６０
の基本概念図であり、Ｘ，は半導体スイツチを
示す。第２１図は、第２０図の回路の動作を説明
するためのタイムチヤートである。X′，′はそ
れぞれ、Ｘ，が「オン」となる期間を示す。ｅ
_xは理論中性点NCとＵ（Ｖ）の間の電位差を示
す。ここで、インバータ５０，６０は、転流時点
Ａ_k，Ｂ_k，Ｃ_k，Ｄ_kの値を適当に選ぶことにより
基本波交流電圧を調節できると共に、任意調波を
抑制することができる。

即ち、前述した実施例と同様に、基本波交流の
半サイクル内の転流回数を2N＋１回とし、その
転流位置は基本波交流の半サイクルの中心である
電気角90゜，270゜に対し対称となるようにし、
半周期ごとに出力電圧の正負が逆転するようにす
ると各転流位置Ａ_k，Ｂ_k，Ｃ_k，Ｄ_kは、式(3)に示
す関係になり、このようなパルス幅変調型インバ
ータにおいて、理論中性点NCから測つた交流電
圧ｅの各調波成分の波高値Ｅ（2m−１）は、式
(4)で示されるものとなる。従つて、(4)式で、独立
変数であるＡ_kをうまく選ぶことにより、（Ｎ−
１）個の高調波成分を０、もしくは十分小さな値
にし、直流電圧に対する交流電圧基本波成分の大
きさを変化させることが可能である。第２２図
は、その一例としてＮ＝３で、第３および第５調
波を０にした時に直流電圧に対する交流電圧基本
波成分波高値の大きさを変化させる時の転流位置
A₁，A₂，A₃の値を示すもので、このグラフおよ
び(3)式のＡ_k，Ｂ_k，Ｃ_k，Ｄ_kの関係にもとづき、
第２１図のように、インバータの半導体スイツチ
を制御することにより、第３および第５調波を抑
制する。これにより、ユニツトインバータに含ま
れる高調波は第７調波ととなる。このユニツトイ
ンバータの直流電圧に対する交流電圧基本波成分
の大きさを変化させたときの各調波成分を第２３
図に示すと、この第２３図をみてもわかるように
第７および第９調波成分が大きな値をもつ。さら
に、この第７および第９調波成分を抑制するため
に、 φ＝１８０゜／７〜１８０゜／９に選び、合成出力電圧
を得るこ とにより、合成出力電圧は高調波成分が非常に減
少する。

また、第１８図の単相インバータの構成におい
て当然のことながら、第２４図に示すように、基
本波交流の半サイクル内の転流回数を2N＋１回
＝９回（Ｎ＝４）に増加させて第２０図の理論中
性点NCとＵ（Ｖ）の間の電位差ｅ_xを得ると、こ
の時の各転流位置Ａ_k、Ｂ_k，Ｃ_k，Ｄ_kは、式(3)式
及び第２４図の関係にあり、この関係に基いてイ
ンバータの半導体スイツチを制御することによ
り、理論中性点NCから測つた交流電圧ｅの各調
波成分の波高値Ｅ（２ｍ−１）は式(4)で示される
ものとなり、（Ｎ−１）個の高調波、即ちＮ＝４
で、第３，第５，第７次高調波を同時に０、もし
くは十分小さな値にし、直流電圧に対する交流電
圧基本波成分の大きさを変化させることができ
る。さらに、第９次および第11次調波成分を抑制
するために、インバータ間の位相差を φ＝１８０゜／９〜１８０゜／１１に選び、合成出力
電圧を得る ことにより、合成出力電圧は高調波成分が非常に
減少する。

以上のように本発明によれば、第１および第２
のインバータを、直流電圧に対する交流出力電圧
を変数とした場合、少なくとも第３次、第５次、
第７次の低次高調波を同時に除去もしくは、減衰
させるのに適した複数回の転流時点のあらかじめ
計算した最適値を記憶する記憶装置を備えて該記
憶装置に蓄えられた最適値に基づいて直流電圧に
対する交流出力電圧基本波成分が変化されるイン
バータ装置とし、第１および第２のインバータ出
力は、大きさが等しく位相がずれるようにするこ
とにより、第１および第２のインバータが単相ま
たは三相であるに拘らず、記憶装置に記憶された
複数回の転流時点の最適値に基いて半導体スイツ
チを制御して少なくとも第３次、第５次、第７次
の低次高調波を同時に除去でき、また、転流回数
を増加させればさらに高次の高調波を同時に除去
できる。そして、これに加えて第１および第２の
インバータ間の出力に位相差を生じさせることに
より上述した転流によつて除去できなかつた高次
の高調波を除去できる。このため、従来の多重型
インバータ装置に比べ、主回路素子の数が減るの
みならず、出力電圧に含まれる高調波成分が大幅
にへるため一般に出力側にあるフイルタ部も大幅
に減少でき、また使用される変圧器も単相の複雑
な巻線比をもつものに比べ、通常使われる変圧器
ですむため、価格的にも安くなる。以上の様な価
格的利点の他、一周期に数回の転流を行なうた
め、制御におけるむだ時間も減り、また、フイル
タ数の減少から、電気的過渡特性も向上したイン
バータ装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の多重インバータの構成を示す
回路図、第２図は、その出力端の基本波ベクトル
を示すベクトル図である。第３図は、第１図の回
路の１個のインバータの構成を示す模形回路図、
第４図は、第３図に示すスイツチのオンオフを示
すタイムチヤートである。第５図は、本発明の１
実施例構成を示す回路図、第６図は、第５図に示
す出力端の基本波ベクトルを示すベクトル図、第
７図は、第５図に示す３相インバータの構成を示
す模形回路図、第８図は第７図に示すスイツチの
オンオフを示すタイムチヤートである。第９図
は、高調波除去に必要な転流時点を示すグラフ、
第１０図は、第９図に示す関係に基づいて第８図
に示すタイミングを得るための回路構成を示すブ
ロツク図、第１１図および第１２図は第１０図に
示す回路各部出力を示すタイムチヤートである。
また、第１３図ないし第１７図は、第13調波まで
の高調波を減少するようにした本発明の他の実施
例を説明するもので、第１３図は実施例を説明す
るのに前提となるインバータ及び変圧器の構成
図、第１４図は第１３図の動作を説明するための
タイムチヤート、第１５図は高調波を除去するに
必要な転流時点を示すグラフ、第１６図は線間に
あらわれる各調波成分波高を示すグラフ、第１７
図はインバータ及び変圧器の具体的構成を示す回
路図である。さらに、第１８図ないし第２３図は
単相インバータに適用した場合の本発明の他の実
施例を説明するもので、第１８図はこの場合のイ
ンバータ装置の構成を示す回路図、第１９図は、
その出力基本波ベクトル図、第２０図は第１８図
に示すインバータの構成を示す模形回路図、第２
１図はその動作を説明するためのタイムチヤー
ト、第２２図は高調波を除去するに必要な転流時
点を示すグラフ、第２３図は各調波の波高値を示
すグラフである。また、第２４図は第１８図の単
相インバータの多重構成において第３次、第５次
及び第７次高調波を同時に除去する場合の転流動
作を説明するための波形図である。 １〜６……単相インバータ、７〜１２……単相
変圧器、１３，１４……３相インバータ、１５，
１５Ａ，１５Ｃ，１６，１６Ａ……３相変圧器、
Ｒ，Ｓ，Ｔ……３相出力端子、Ｎ……中性点、e₁
〜e₆……インバータ出力、Ｅ……直流電源、Ｘ，
，Ｙ，，Ｕ，……半導体スイツチ、Ｚ……
負荷、X₁，_１，X₂，_２，Y₁，_１，Y₂，
_２，Z₁，_１，Z₂，_２……半導体スイツチ、５
０，６０……単相インバータ、１７……発振器、
１８……分周器、１９……コントロール回路、２
０〜２２……記憶装置、２３〜２５……データセ
レクタ、２６〜２８……カウンタ、２９〜３１…
…フリツプフロツプ、３２……電圧設定装置、３
３，３４……カウンタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 矩形状の出力電圧を発生する第１および第２
   のインバータ装置よりなり、両インバータの出力
   電圧系から変圧器回路を介して合成出力電圧を取
   り出すインバータ装置において、上記第１および
   第２のインバータ装置は、インバータの交流基本
   波の一周期間に複数のタイミングパルスを出力す
   るパルス発振器と、このタイミングパルスをカウ
   ントすタイミングカウンタと、上記インバータの
   出力電圧を制御する電圧設定装置と、このインバ
   ータの入力直流電圧に対する出力交流電圧基本波
   成分の比に応じて少なくとも第３次、第５次、第
   ７次の低次高調波を同時に除去もしくは減衰させ
   るのに適した転流時点をあらかじめ求めこれら
   を、上記比をアドレスとして記憶する記憶装置
   と、上記電圧設定装置の出力にもとづいて、上記
   比に応じた転流時点の最適値を読み出し、上記タ
   イミングカウンタのカウント数が上記最適値に一
   致する時点で動作するフリツプフロツプと、この
   フリツプフロツプの出力にもとづいて転流指令を
   出力するゲート回路とを備えたインバータ装置と
   し、上記第１および第２のインバータ出力は、大
   きさが等しく位相がずれたものであつてこの位相
   がずれたものであつてこの位相差でもつて、上記
   第１、第２のインバータによつて除去もしくは減
   衰させることができない高調波を除去もしくは減
   衰させる組合せとしたインバータ装置。