JPS6130198A - デイジタル多周波信号受信方式 - Google Patents
デイジタル多周波信号受信方式Info
- Publication number
- JPS6130198A JPS6130198A JP15054684A JP15054684A JPS6130198A JP S6130198 A JPS6130198 A JP S6130198A JP 15054684 A JP15054684 A JP 15054684A JP 15054684 A JP15054684 A JP 15054684A JP S6130198 A JPS6130198 A JP S6130198A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- section
- window
- fourier transform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q1/00—Details of selecting apparatus or arrangements
- H04Q1/18—Electrical details
- H04Q1/30—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
- H04Q1/44—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
- H04Q1/444—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies
- H04Q1/45—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling
- H04Q1/457—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals
- H04Q1/4575—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals which are transmitted in digital form
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は離散的フーリエ変換を用いたディジタル多周波
信号受信器におけるディジタル多周波信号受信方式の改
良に関す。
信号受信器におけるディジタル多周波信号受信方式の改
良に関す。
電話交換機において、選択信号等を複数の信号周波数の
組合せにより伝達する多周波信号方式が広く採用されて
いる。
組合せにより伝達する多周波信号方式が広く採用されて
いる。
例えば押しボタンダイヤル式電話機から送出される多周
波信号（以後ＰＢ倍信号称す）は、６９７．７７０．８
５２および９４１ヘルツの低群周波数および１２０９．
１３３６．１４７７および１６３３ヘルツの高群周波数
からそれぞれ一周波数宛選択した二周波の組合せにより
構成され、また局間中継線等で使用される多周波信号（
以後ＭＦ倍信号称す）は、７００．９００．１１００．
１３００．１５００および１７００ヘルツから選択した
二周波の組合せにより構成される。
波信号（以後ＰＢ倍信号称す）は、６９７．７７０．８
５２および９４１ヘルツの低群周波数および１２０９．
１３３６．１４７７および１６３３ヘルツの高群周波数
からそれぞれ一周波数宛選択した二周波の組合せにより
構成され、また局間中継線等で使用される多周波信号（
以後ＭＦ倍信号称す）は、７００．９００．１１００．
１３００．１５００および１７００ヘルツから選択した
二周波の組合せにより構成される。
一方ＬＳＩ技術の発達に伴いディジタル信号処理プロセ
ッサが開発され、一つの信号処理プロセッサを用いて各
種多周波信号を受信処理する可能性が生じて来た。例え
ば前記ＰＢ倍信号よびＭＦ倍信号受信器が同一ディジタ
ル信号処理プロセッサで構成され、外部設定により何れ
の信号受信器にも通用可能となれば、信号受信器の多量
生産に伴う経済性の向上、並びに周状の変化（例えば押
しボタンダイヤル式電話機の増加、共通線信号方式の採
用等）に即応できる等、大きな利点が生ずる。
ッサが開発され、一つの信号処理プロセッサを用いて各
種多周波信号を受信処理する可能性が生じて来た。例え
ば前記ＰＢ倍信号よびＭＦ倍信号受信器が同一ディジタ
ル信号処理プロセッサで構成され、外部設定により何れ
の信号受信器にも通用可能となれば、信号受信器の多量
生産に伴う経済性の向上、並びに周状の変化（例えば押
しボタンダイヤル式電話機の増加、共通線信号方式の採
用等）に即応できる等、大きな利点が生ずる。
第５図は従来あるＰＢ信号受信器の一例を示す図であり
、第６図は従来あるＭＦ信号受信器の一例を示す図であ
り、第７図は第６図における周波数特性の一例を示す図
である。
、第６図は従来あるＭＦ信号受信器の一例を示す図であ
り、第７図は第６図における周波数特性の一例を示す図
である。
第５図において、受信するＰＢ倍信号帯域消去フィルタ
１−１および１−２により低群周波数および高群周波数
に分離された後、リミタ２−１および２−２によりそれ
ぞれ所定レベルの矩形波に変換されて周波数分離用フィ
ルタ３−１乃至３−４および３−５乃至３−８にそれぞ
れ入力され、ＰＢ倍信号構成する低周波数および高周波
数のそれぞれ一信号周波数出力が検出回路４により検出
され、出力回路５を経由して出力される。なお周波数分
離用フィルタ３−１乃至３−８は、何れもディジタルフ
ィルタにより構成されている。
１−１および１−２により低群周波数および高群周波数
に分離された後、リミタ２−１および２−２によりそれ
ぞれ所定レベルの矩形波に変換されて周波数分離用フィ
ルタ３−１乃至３−４および３−５乃至３−８にそれぞ
れ入力され、ＰＢ倍信号構成する低周波数および高周波
数のそれぞれ一信号周波数出力が検出回路４により検出
され、出力回路５を経由して出力される。なお周波数分
離用フィルタ３−１乃至３−８は、何れもディジタルフ
ィルタにより構成されている。
一方第６図に示されるＭＦ信号受信器は、離散的フーリ
エ変換を用いて構成される。即ち第６図において、受信
するＭＦ倍信号乗算器６により窓関数発生部７から出力
される窓関数Ｗが乗算された後、乗算器８および９に伝
達される。乗算器８は正弦核関数発生部１０から供給さ
れる正弦核関数Ｓ（ωｉ）を、また乗算器９は余弦核関
数発生部１１から供給される余弦核関数Ｃ（ωｉ）をそ
れぞれ乗算器６の乗算結果に乗算し、それぞれ加算器１
２および１３に伝達する。加算器１２と一標本化周期に
相当する遅延時間を有する遅延器１４とは、加算器１２
に伝達される乗算結果を累算し、また加算器１３と一標
本化周期に相当する遅延時間を有する遅延器１５とは、
加算器１３に伝達される乗算結果を累算し、それぞれ乗
算器１６および１７に伝達する。乗算器１６および１７
は、伝達された累算結果をそれぞれ自乗した後加算器１
８に伝達し、加算器１８は伝達された両自乗結果を加算
して出力抽出部１９に伝達する。一方演算時間設定部２
０は、予め定められた離散的フーリエ変換の演算時間を
設定し、該演算時間に同期して出力抽出部１９を抽出ク
ロック信号ｃｋにより起動し、また遅延器１４および１
５の累算をリセット信号ｒｓによりリセットする。出力
抽出部１９は、演算時間経過時の累算結果の自乗和を所
定の闇値と比較し、受信したＭＦ倍信号構成する二周波
を検出し、出力する。
エ変換を用いて構成される。即ち第６図において、受信
するＭＦ倍信号乗算器６により窓関数発生部７から出力
される窓関数Ｗが乗算された後、乗算器８および９に伝
達される。乗算器８は正弦核関数発生部１０から供給さ
れる正弦核関数Ｓ（ωｉ）を、また乗算器９は余弦核関
数発生部１１から供給される余弦核関数Ｃ（ωｉ）をそ
れぞれ乗算器６の乗算結果に乗算し、それぞれ加算器１
２および１３に伝達する。加算器１２と一標本化周期に
相当する遅延時間を有する遅延器１４とは、加算器１２
に伝達される乗算結果を累算し、また加算器１３と一標
本化周期に相当する遅延時間を有する遅延器１５とは、
加算器１３に伝達される乗算結果を累算し、それぞれ乗
算器１６および１７に伝達する。乗算器１６および１７
は、伝達された累算結果をそれぞれ自乗した後加算器１
８に伝達し、加算器１８は伝達された両自乗結果を加算
して出力抽出部１９に伝達する。一方演算時間設定部２
０は、予め定められた離散的フーリエ変換の演算時間を
設定し、該演算時間に同期して出力抽出部１９を抽出ク
ロック信号ｃｋにより起動し、また遅延器１４および１
５の累算をリセット信号ｒｓによりリセットする。出力
抽出部１９は、演算時間経過時の累算結果の自乗和を所
定の闇値と比較し、受信したＭＦ倍信号構成する二周波
を検出し、出力する。
第６図において、演算時間設定部２０に設定される演算
時間を標本化周波数（８キロヘルツ）とＭＦ信号周波数
（７００ヘルツ乃至１７ヘルツ）との最大公約数（１０
０ヘルツ）から１０ミリ秒とし、また窓関数発生部７の
出力する窓関数Ｗに、窓区間を前記演算時間と同様１０
ミリ秒とするハミング窓関数を採用すると、ＭＦ信号受
信器の周波数特性は第７図に例示する如（、検出対象周
波数から１００ヘルツ隔たる毎に０となり、入力信号レ
ベルに拘わらず、隣接する信号周波数による誤検出が防
止される。第７図においては、入力信号周波数が７００
．９００．１３００．１５００または１７００ヘルツの
場合には、信号周波数１１００ヘルツに対する離散的フ
ーリエ変換による出力がＯとなることが示される。
時間を標本化周波数（８キロヘルツ）とＭＦ信号周波数
（７００ヘルツ乃至１７ヘルツ）との最大公約数（１０
０ヘルツ）から１０ミリ秒とし、また窓関数発生部７の
出力する窓関数Ｗに、窓区間を前記演算時間と同様１０
ミリ秒とするハミング窓関数を採用すると、ＭＦ信号受
信器の周波数特性は第７図に例示する如（、検出対象周
波数から１００ヘルツ隔たる毎に０となり、入力信号レ
ベルに拘わらず、隣接する信号周波数による誤検出が防
止される。第７図においては、入力信号周波数が７００
．９００．１３００．１５００または１７００ヘルツの
場合には、信号周波数１１００ヘルツに対する離散的フ
ーリエ変換による出力がＯとなることが示される。
離散的フーリエ変換により信号処理過程は、ディジタル
フィルタに比し単純である為、ＰＢ信号受信器の周波数
分離用フィルタも、ＭＦ信号受信器同様、離散的フーリ
エ変換を用いて構成されることが信号受信器の経済化の
上で望ましい。
フィルタに比し単純である為、ＰＢ信号受信器の周波数
分離用フィルタも、ＭＦ信号受信器同様、離散的フーリ
エ変換を用いて構成されることが信号受信器の経済化の
上で望ましい。
然しＰＢ信号受信器の周波数分離用フィルタ部分を、Ｍ
Ｆ信号受信器と同様の離散的フーリエ変換による構成を
試みると、標本化周波数（８キロヘルツ）とＰＢ信号周
波数（６９７乃至１６３３ヘルツ）との最大公約数が１
ヘルツである為、離散的フーリエ変換の演算時間は１秒
に設定せねば、第７図に例示する如き周波数特性が得ら
れず、押しボタンダイヤル式電話機からのＰＢ倍信号送
出速度から考察し、実現不可能であった。
Ｆ信号受信器と同様の離散的フーリエ変換による構成を
試みると、標本化周波数（８キロヘルツ）とＰＢ信号周
波数（６９７乃至１６３３ヘルツ）との最大公約数が１
ヘルツである為、離散的フーリエ変換の演算時間は１秒
に設定せねば、第７図に例示する如き周波数特性が得ら
れず、押しボタンダイヤル式電話機からのＰＢ倍信号送
出速度から考察し、実現不可能であった。
以上の説明から明らかな如く、従来ある離散的フーリエ
変換を用いたディジタル多周波受信器は、信号周波数と
標本化周波数との最大公約数に基づいて演算時間および
窓区間を設定していた為、適用範囲が限定され、各種の
ディジタル多周波受信器が同一の信号処理プロセッサに
より構成され難い問題点があった。
変換を用いたディジタル多周波受信器は、信号周波数と
標本化周波数との最大公約数に基づいて演算時間および
窓区間を設定していた為、適用範囲が限定され、各種の
ディジタル多周波受信器が同一の信号処理プロセッサに
より構成され難い問題点があった。
本発明は、離散的フーリエ変換を用いたディジタル多周
波信号受信器において、入力信号データの抽出を行う窓
関数を各多信号周波数の整数倍の周期に近くに標本点が
一致する如き窓区間内において１に定め、離散的フーリ
エ変換の演算時間内で前記窓区間以外においてＯに定め
ることにより、前記問題点を解決するものである。
波信号受信器において、入力信号データの抽出を行う窓
関数を各多信号周波数の整数倍の周期に近くに標本点が
一致する如き窓区間内において１に定め、離散的フーリ
エ変換の演算時間内で前記窓区間以外においてＯに定め
ることにより、前記問題点を解決するものである。
入力信号レベルがリミタ等により略一定に補正される場
合には、離散的フーリエ変換を実行した場合の出力レベ
ルも略一定となる。従って出力検出用の闇値を充分高レ
ベルに設定可能となり、特定の信号周波数に関する離散
的フーリエ変換の際、他の信号周波数による出力が完全
に０とならなくとも、誤検出の恐れは無くなる。
合には、離散的フーリエ変換を実行した場合の出力レベ
ルも略一定となる。従って出力検出用の闇値を充分高レ
ベルに設定可能となり、特定の信号周波数に関する離散
的フーリエ変換の際、他の信号周波数による出力が完全
に０とならなくとも、誤検出の恐れは無くなる。
本発明はかかる点に着目し、演算時間を標本化周波数と
信号周波数との最大公約数から設定せず、受信信号の継
続時間等を考慮して設定し、−１窓区間は前記演算時間
を越えぬ範囲で、各信号周波数の一周期の整数倍に極力
近くなる様な標本区間に各周波数毎に設定し、窓関数は
窓区間において１１夫以外においてＯとなる矩形窓関数
を採用する。
信号周波数との最大公約数から設定せず、受信信号の継
続時間等を考慮して設定し、−１窓区間は前記演算時間
を越えぬ範囲で、各信号周波数の一周期の整数倍に極力
近くなる様な標本区間に各周波数毎に設定し、窓関数は
窓区間において１１夫以外においてＯとなる矩形窓関数
を採用する。
その結果離散的フーリエ変換の適用範囲が拡大され、信
号処理プロセッサの共用かり能となり、経済性の向上が
期待される。
号処理プロセッサの共用かり能となり、経済性の向上が
期待される。
以下、本発明の一実施例を図面により説明する。
第１図は本発明の一実施例によるＰＢ信号受信器を示す
図であり、第２図は第１図における周波数分離用フィル
タ部分の一例を示す図であり、第３図は第２図における
窓関数の一例を示す図であり、第４図は第２図における
周波数特性の一例を示す図である。なお、全図を通じて
同一符号は同一対象物を示す。
図であり、第２図は第１図における周波数分離用フィル
タ部分の一例を示す図であり、第３図は第２図における
窓関数の一例を示す図であり、第４図は第２図における
周波数特性の一例を示す図である。なお、全図を通じて
同一符号は同一対象物を示す。
第５図における周波数分離用フィルタ３−１乃至３−４
および３−５乃至３−８は、第１図においてはそれぞれ
離散的フーリエ変換を用いた周波数分離用フィルタ３−
９および３−１０により構成されている。周波数分離用
フィルタ３−９および３−１０は、それぞれ第２図に示
す如き構成を有するが、演算時間設定部２０′には、押
しボタンダイヤル式電話機からのＰＢ倍信号送出速度か
ら考慮した適切な時間（例えば８ミリ秒）が、離散的フ
ーリエ変換の演算時間として設定されている。今ＰＢ信
号の標本化周波数を８ギロヘルツとすると、該演算時間
内に受信する標本数ｎは６４となる。
および３−５乃至３−８は、第１図においてはそれぞれ
離散的フーリエ変換を用いた周波数分離用フィルタ３−
９および３−１０により構成されている。周波数分離用
フィルタ３−９および３−１０は、それぞれ第２図に示
す如き構成を有するが、演算時間設定部２０′には、押
しボタンダイヤル式電話機からのＰＢ倍信号送出速度か
ら考慮した適切な時間（例えば８ミリ秒）が、離散的フ
ーリエ変換の演算時間として設定されている。今ＰＢ信
号の標本化周波数を８ギロヘルツとすると、該演算時間
内に受信する標本数ｎは６４となる。
一方窓関数発生部７“は、前記演算時間を越えぬ範囲で
信号周波数の一周期の整数倍に極力近くなる様な標本区
間を窓区間として各信号周波数（６９７乃至１６３３ヘ
ルツ）毎に、独自に設定し、該窓区間内は１、前記演算
時間内の窓区間以外は０に設定した窓関数Ｗｉ（ｉは各
信号周波数に対応して１乃至８を示す）を乗算器６に供
給する。
信号周波数の一周期の整数倍に極力近くなる様な標本区
間を窓区間として各信号周波数（６９７乃至１６３３ヘ
ルツ）毎に、独自に設定し、該窓区間内は１、前記演算
時間内の窓区間以外は０に設定した窓関数Ｗｉ（ｉは各
信号周波数に対応して１乃至８を示す）を乗算器６に供
給する。
例えば６９７ヘルツの信号周波数に対する窓関数Ｗ１は
４６標本区間、即ち５．７５ミリ秒を窓区間とし、第Ｏ
乃至第４５標本点において１、第４６乃至第６３標本点
において０と設定する。以下同様に、７．７０乃至１６
３３ヘルツの信号周波数に対し、第３図に示す如き窓関
数Ｗｉが設定される。
４６標本区間、即ち５．７５ミリ秒を窓区間とし、第Ｏ
乃至第４５標本点において１、第４６乃至第６３標本点
において０と設定する。以下同様に、７．７０乃至１６
３３ヘルツの信号周波数に対し、第３図に示す如き窓関
数Ｗｉが設定される。
かかる窓関数発生部７”および演算時間設定部２０“を
用いて離散的フーリエ変換を実行した場合の周波数特性
は、第４図に例示される。第４図においては、信号周波
数８５２ヘルツに対する離散的フーリエ変換による出力
が、隣接する信号周波数７７０ヘルツおよび９４０ヘル
ツにおいてＯにならぬことを示す。然し前述の如く周波
数分離用フィルタ３−９および３−１０に入力される信
号は、リミタ２−１および２−２により矩形波に変換さ
れており、信号レベルが略一定している為、出力抽出部
１９における闇値を充分高く設定可能となり、７７０ヘ
ルツおよび９４０ヘルツの信号が入力された場合にも、
８５２ヘルツと誤って検出する可能性は除去される。
用いて離散的フーリエ変換を実行した場合の周波数特性
は、第４図に例示される。第４図においては、信号周波
数８５２ヘルツに対する離散的フーリエ変換による出力
が、隣接する信号周波数７７０ヘルツおよび９４０ヘル
ツにおいてＯにならぬことを示す。然し前述の如く周波
数分離用フィルタ３−９および３−１０に入力される信
号は、リミタ２−１および２−２により矩形波に変換さ
れており、信号レベルが略一定している為、出力抽出部
１９における闇値を充分高く設定可能となり、７７０ヘ
ルツおよび９４０ヘルツの信号が入力された場合にも、
８５２ヘルツと誤って検出する可能性は除去される。
以上の説明から明らかな如く、本実施例によれば、ＰＢ
信号受信器における周波数分離用フィルタ部分も離散的
フーリエ変換を用いて構成可能となる。その結果ＭＦ信
号受信器とも信号処理過程に共通部分が生じ、ＰＢ信号
受信器とＭＦ信号受信器とを同一の信号処理プロセッサ
により構成する可能性が生ずる。
信号受信器における周波数分離用フィルタ部分も離散的
フーリエ変換を用いて構成可能となる。その結果ＭＦ信
号受信器とも信号処理過程に共通部分が生じ、ＰＢ信号
受信器とＭＦ信号受信器とを同一の信号処理プロセッサ
により構成する可能性が生ずる。
なお、第１図乃至第４図はあく迄本発明の一実施例に過
ぎず、例えば周波数分離用フィルタ３−９および３−１
０の構成は図示されるものに限定されることは無く、窓
関数Ｗｉを正弦核関数Ｓ（ωｉ）および余弦核関数Ｃ（
ωｉ）と独立に窓関数発生部７“から供給する代わりに
正弦核関数Ｓ（ωｉ）および余弦核関数Ｃ（ωｉ）に予
め窓関数Ｗｉを乗算して、正弦核関数発生部１０および
余弦核関数発生部１１から供給する等、他に幾多の変形
が考慮されるが、何れの場合にも本発明の効果は変らな
い。また本発明の対象となる受信信号はＰＢ倍信号よび
ＭＦ倍信号限定されることは無く、他に幾多の変形が考
慮されるが、何れの場合にも本発明の効果は変らない。
ぎず、例えば周波数分離用フィルタ３−９および３−１
０の構成は図示されるものに限定されることは無く、窓
関数Ｗｉを正弦核関数Ｓ（ωｉ）および余弦核関数Ｃ（
ωｉ）と独立に窓関数発生部７“から供給する代わりに
正弦核関数Ｓ（ωｉ）および余弦核関数Ｃ（ωｉ）に予
め窓関数Ｗｉを乗算して、正弦核関数発生部１０および
余弦核関数発生部１１から供給する等、他に幾多の変形
が考慮されるが、何れの場合にも本発明の効果は変らな
い。また本発明の対象となる受信信号はＰＢ倍信号よび
ＭＦ倍信号限定されることは無く、他に幾多の変形が考
慮されるが、何れの場合にも本発明の効果は変らない。
以上、本発明によれば、前記ディジタル多周波信号受信
器において、離散的フーリエ変換の適用範囲が増大し、
離散的フーリエ変換を用いた同一の信号処理プロセッサ
によりディジタル多周波信号受信器が量産されることと
なり、経済性が向上する。
器において、離散的フーリエ変換の適用範囲が増大し、
離散的フーリエ変換を用いた同一の信号処理プロセッサ
によりディジタル多周波信号受信器が量産されることと
なり、経済性が向上する。
第１図はは本発明の一実施例によるＰＢ信号受信器を示
す図、第２図は第１図における周波数分離用フィルタ部
分の一例を示す図、第３図は第２図における窓関数の一
例を示す図、第４図は第２図における周波数特性の一例
を示す図、第５図は従来あるＰＢ信号受信器の一例を示
す図、第６図は従来あるＭＦ信号受信器の一例を示す図
、第７図は第６図における周波数特性の一例を示す図で
゛ある。 図において、１−１および１−２は帯域消去フィルタ、
２−１および２−２はリミタ、３−１乃至３−１０は周
波数分離用フィルタ、４は検出回路、５は出力回路、６
．８．９．１６および１７ば乗算器、７および７“ば窓
関数発生部、１０は正弦核関数発生部、１１は余弦核関
数発生部、１２．１３および１８は加算器、１４および
１５は遅延器、１９は出力抽出部、２０および２０１は
演算時間設定部、ｃｋは抽出クロック信号、Ｃ（ωｉ）
は余弦核関数、ｒｓはリセット信号、Ｓ（ωｉ）は正弦
核関数、ＷおよびＷｉは窓関数、を示す。 多 １ 図 年 ３ 凶 事４０ ６どど
１０１を滓 ５ 堕 峯 乙 図
す図、第２図は第１図における周波数分離用フィルタ部
分の一例を示す図、第３図は第２図における窓関数の一
例を示す図、第４図は第２図における周波数特性の一例
を示す図、第５図は従来あるＰＢ信号受信器の一例を示
す図、第６図は従来あるＭＦ信号受信器の一例を示す図
、第７図は第６図における周波数特性の一例を示す図で
゛ある。 図において、１−１および１−２は帯域消去フィルタ、
２−１および２−２はリミタ、３−１乃至３−１０は周
波数分離用フィルタ、４は検出回路、５は出力回路、６
．８．９．１６および１７ば乗算器、７および７“ば窓
関数発生部、１０は正弦核関数発生部、１１は余弦核関
数発生部、１２．１３および１８は加算器、１４および
１５は遅延器、１９は出力抽出部、２０および２０１は
演算時間設定部、ｃｋは抽出クロック信号、Ｃ（ωｉ）
は余弦核関数、ｒｓはリセット信号、Ｓ（ωｉ）は正弦
核関数、ＷおよびＷｉは窓関数、を示す。 多 １ 図 年 ３ 凶 事４０ ６どど
１０１を滓 ５ 堕 峯 乙 図
Claims (1)
- 離散的フーリエ変換を用いたディジタル多周波信号受信
器において、入力信号データの抽出を行う窓関数を各多
信号周波数の整数倍の周期に近くに標本点が一致する如
き窓区間内において１に定め、離散的フーリエ変換の演
算時間内で前記窓区間以外において０に定めることを特
徴とするディジタル多周波信号受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15054684A JPS6130198A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | デイジタル多周波信号受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15054684A JPS6130198A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | デイジタル多周波信号受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6130198A true JPS6130198A (ja) | 1986-02-12 |
| JPH0257398B2 JPH0257398B2 (ja) | 1990-12-04 |
Family
ID=15499236
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15054684A Granted JPS6130198A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | デイジタル多周波信号受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6130198A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0487595U (ja) * | 1990-12-14 | 1992-07-29 | ||
| JPH0686338A (ja) * | 1991-12-31 | 1994-03-25 | American Teleph & Telegr Co <Att> | 制御信号検出方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0646822A (ja) * | 1992-07-28 | 1994-02-22 | Atsushi Goto | 消火機能付吸殻入れ兼用タバコ包装箱 |
-
1984
- 1984-07-20 JP JP15054684A patent/JPS6130198A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0487595U (ja) * | 1990-12-14 | 1992-07-29 | ||
| JPH0686338A (ja) * | 1991-12-31 | 1994-03-25 | American Teleph & Telegr Co <Att> | 制御信号検出方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0257398B2 (ja) | 1990-12-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0084461B1 (en) | Method of and apparatus for detecting the presence of a frequency shift keyed signal | |
| EP0876031A3 (en) | Symbol synchronization in multicarrier receivers | |
| GB1500587A (en) | Sampled data filters | |
| US3953798A (en) | Method and device for radio transmission of binary data signals | |
| JPS6130198A (ja) | デイジタル多周波信号受信方式 | |
| ES8404130A1 (es) | Aparato para identificar senales digitales de frecuencias multiples. | |
| GB2191068A (en) | Electrical apparatus for extracting clock signals | |
| GB1315873A (en) | Telecommunications systems | |
| JPS642259B2 (ja) | ||
| SU1169199A1 (ru) | Цифровой приемник многочастотной сигнализации | |
| SU1522380A1 (ru) | Полосовой коммутируемый фильтр | |
| KR940001673A (ko) | 비디오 신호 수신기용 임펄스 잡음 검출기 | |
| SU429546A1 (ru) | Линия передачи дискретной информации по трактам с переменными параметрами | |
| SU1140262A1 (ru) | Устройство дл приема частотно-фазоманипулированных сигналов | |
| JPS6137819B2 (ja) | ||
| JPH0198340A (ja) | スペクトラム拡散受信機 | |
| JPS5789366A (en) | Multifrequency signal detection system | |
| RU1830633C (ru) | Демодул тор частотно-манипулированных сигналов | |
| JPH01126035A (ja) | スペクトラム拡散受信機 | |
| JPH0198338A (ja) | スペクトラム拡散受信機 | |
| SU500570A1 (ru) | Устройство дл преобразовани входного сигнала в системах синхронизации | |
| JPS5728448A (en) | Timing extraction system | |
| SU1524190A1 (ru) | Устройство кодовой синхронизации | |
| JPS554125A (en) | Demodulator circuit | |
| JPS59176989A (ja) | デイジタル信号処理による帯域内ｓｆ信号検出回路 |