JPH0198338A - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスペクトラム拡散受信機に係り、特に該受信機
に用いられている相関器における受信擬似雑音符号（Ｐ
ｓｅｕｄｏ　Ｎｏ１ｓｅ　Ｃｏｄｅ　　以下ＰＮ符号と
称する）と基準ＰＮ符号との初期同期の動作を安定化す
るための改良に関する。

［発明の概要］ 受信信号に含まれる受信ＰＮ符号と受信側で発生される
基準信号に含まれる基準ＰＮ符号との相関をとる相関器
を備え、該相関器の出力を整合フィルタ等のパターン判
定手段に与え、所定の判定パターンと一致した時の判定
出力により上記相関器における両ＰＮ符号の初期同期動
作を行うようになっているスペクトラム拡散受信機であ
る。

［従来の技術］ スペクトラム拡散通信では、第９図（ａ）に示すように
、データで２進符号の−っである擬似雑音符号を変調し
、変調されたＰＮ符号で搬送波を変調して送信する。図
中３１はデータ、３２は変調器、３３はＰＮ符号発生器
、３４は搬送波発生器、３５は変調器、３６はアンテナ
を意味する。

受信側では、第９図（ｂ）に示すように、その信号を受
信し、整合フィルタにおいて、基準となるＰＮ符号との
相関をとり、両符号が一致した時及びその近傍に現われ
る相対的に大きな振幅の自己相関波形（以下本明細書に
おいては、相関スパイク波形と称する）を処理してデー
タを復元する。

図中３７はアンテナ、３８は相関器、３９は基準ＰＮ符
号発生器、４０はデータ復調器、４１はデータを表わす
。

整合フィルタの一つとしてコンボルバがある。

コンボルバは畳込み積分を行う機能素子であるが。

基準となる２進符号（以下本明細書においては、基準符
号と称する）が受信符号と時間反転した関係にあれば、
相関演算を行う整合フィルタとなる。

コンボルバの一例として、ＳＡＷコンボルバがある。Ｓ
ＡＷコンボルバには、構造的に（１）圧電体とシリコン
の間に空隙を設けたもの、（２）圧電体とシリコンを酸
化膜を介して一体化したもの、（３）圧電体のみのもの
１等がありいずれも非線形特性を利用して、２信号の相
互作用によって猜演算を行い、その結果を相互作用領域
上に設けられたゲートと呼ばれる電極において積分する
。

第１０図はＳＡＷコンボルバの構造を示す例で、図中４
２．４３はトランスデユーサ、４４は圧電体、４５は酸
化膜、４６はシリコン、４７はゲート電極を示す。トラ
ンスデユーサ４２より入力した信号５（ｔ）は図の右方
向へ、トランスデユーサ４３より入力した信号は左方向
へ伝播する。

圧電体−酸化膜−シリコン構造が有する非線形特性によ
り５（ｔ）とｒ（ｔ）の間に相互作用が生じ、積演算が
行われ、その結果がゲート電極４７によす積分される。

ゲート電極４７から出力される信号ｃ（ｔ）は。

次式で表わされる。

但し、Ａは定数、Ｔはゲート電極下を音波が通過するに
要する時間（以下本明細書においてはゲート内遅延時間
と称する）、ｘは５（ｔ）の伝播方向に測った距離、■
は音速である。

一般にＰＮ符号は一定の周期を有している。送信側の作
り出す波形において、ＰＮ符号の１周期とデータ１ビツ
トの長さにある関係を持たせることが多い、ここでは説
明の容易さから、ＰＮ符号１周期と１データ・ビットの
長さが等しい場合を例にとる。

一方、ゲート内遅延時間とＰＮ符号の関係も適宜選択で
きる。すなわちＰＮ符号１周期に対して、ゲート内遅延
時間を短くする、等しくする、あるいは長くすることが
できる。ゲート内遅延時間は。

相関演算において、積分区間を意味している。ＰＮ符号
の相関特性上、積分区間がちょうど１周期に亘るのが好
ましい、そこで、本説明においては、ゲート内遅延時間
とＰＮ符号１周期が等しい場合を例にとることにする。

以上の関係を第１１図（ａ）、（ｂ）及び（Ｑ）に示す
。（ａ）はデータ、（ｂ）はＰＮ符号の配列を表わし１
以上の例においては１データ・ビットの長さとＰＮ符号
１周期は同じで、ａに等しい。（ｃ）はコンボルバの図
式的な断面図で、ゲート電極の長さＬ内の遅延時間はＱ
に等しい。以上は説明のための例であって、１データ・
ビットとＰＮ符号１周期とゲート内遅延時間の関係は適
宜選択できる。

さて、実際の通信においては、受信側ではいつ送信され
た信号を受信するか不明であるから、−方のトランスデ
ユーサに基準信号を入力して信号の受信を待機している
。信号が受信されると、他方のトランスデユーサより、
コンボルバに供給される。受信信号と基準信号に含まれ
るそれぞれのＰＮ符号が一致すると、コンボルバのゲー
ト電極より相関スパイク波形が得られる。しかし、両符
号がどのような位置で一致しているかは全く不明である
。両符号の一致する位置が正しく設定されなければ、デ
ータを正しく復元することはできない０例えば、第１２
図（ａ）のような形で、両符号が一致した場合、受信符
号の半分にはデータ・ビットＡが、残りの半分にはデー
タ・ビットＢがのっている０図は上からデータ・ビット
、受信ＰＮ符号及び基準ＰＮの配列を表わし、Ｌで示し
た領域はゲート電極下の相互作用領域を表わす、ＰＮＮ
符号はＰＮＮ符号を時間反転したものである。

以上説明したように、受信符号と基準符号が、最初にど
の位置で一致しようとも、最終的には第１２図（ｂ）の
ような位置で一致するように、何らかの手段を講じなく
てはならない、このように、信号を受信してから符号同
志が第１２図（ｂ）の位置で一致するまでを初期同期と
呼ぶことにする。

初期同期が成立し、第１２図（ｂ）のような配置になっ
た後、受信ＰＮ符号のクロック周波数と基準ＰＮ符号の
クロック周波数に差がある場合には、第１２図（ｂ）の
配置から徐々に一致する位置がずれていく。そのずれは
、受信ＰＮ符号と基準ＰＮ符号の先頭が出会うたびに、 と表わされる。但し１式中ｆｒは基準ＰＮ符号のクロッ
ク周波数、ｆｔは受信ＰＮ符号のクロック周波数、Ｎは
ＰＮ符号１周期を構成するチップ数である。

すなわち、初期同期が成立しても、符号のクロック周波
数が異なると、一致する位置は正しい位置から徐々にず
れて、データが復調できなくなってしまう、このことは
“ずれ″を無くすためには、送信側と受信側に全く同一
のクロック周波数を用意しなくてはならないことを意味
する。クロック発振器としては、水晶発振器を基準とす
るのが一般的であるが、全く同一の周波数で発振する水
晶を複数個製造することは極めて困難であるばがりでな
く、温度や湿度等の環境を極めて正確に制御しなければ
ならない等の欠点がある。

このため上記欠点を改良すべく、前記相関スパイクを信
号処理してパルス（以下相関パルスと称する）を生成し
、この相関パルスによって基準ＰＮ符号を初期化（リセ
ット）することにより両ＰＮ符号の一周期におけるパタ
ーンを相関器上で一致させて前記初期同期を行う方法も
１例えば特願昭５９−７７７８９号に提案されている。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしかかる方法においても、雑音等による誤動作を生
じる可能性が高いという問題がある。

従って本発明の目的は雑音等によって誤動作することな
く常時安定な相関器における初期同期の動作を行うこと
が可能なスペクトラム拡散受信機を提供するにある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、受信信号に含まれる
受信ＰＮ符号と、受信側で発生される基準信号に含まれ
る基準ＰＮ符号との相関をとる相関器により所望の情報
を復調するスペクトラム拡散受信機において、上記相関
器出力をパターン判定手段に入力し、所定の判定パター
ンと一致した時の出力により上記基準ＰＮ符号の位相を
制御して上記相関器における上記両符号の一致位置を正
しく設定するように構成したことを特徴とする。

［作用］ 相関器から出力される相関スパイクの極性に対応する相
関パルスが生成され、パターン判定手段としての整合フ
ィルタに与えられ、所定の判定パターン、例えば整合フ
ィルタの重み付けと一致した時に得られる整合フィルタ
の出力により相関器における両ＰＮ符号の初期同期の動
作が行われる。

［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施
例で、１は相関器、２は２値化回路、３は第１の整合フ
ィルタ、４はアップダウンカウンタ、５は基準ＰＮ符号
発生器、６はサンプリングパルス及びウィンドパルス発
生器、７はディジタル位相ロックループ回路、８はＰＮ
符号位相制御パルス生成回路、９は２値データ復調回路
、１０は第２の整合フィルタである。

第１図において、２値化回路２は受信ＰＮ符号と基準Ｐ
Ｎ符号（チ）が相関器１において一致した時及びその近
傍に現われる相関スパイク（ニ）を、その極性の正側及
び負側に分離した相関パルス（ホ）を生成する。第１の
整合フィルタ３は２値化回路２から出力される相関パル
ス（ホ）のパターンが所定の判定パターンに一致した時
、パルス（へ）（初期同期検出信号）を出力する。

アップダウンカウンタ４は基準ＰＮ符号発生器５から出
力されるストローブパルスによって初期化され、例えば
マイクロプロセッサ等の外部回路から設定されるオフセ
ット値（イ）よりアップカウントを行うが、第１の整合
フィルタ３からパルス（へ）が出力されると、これによ
りトリガされてダウンカウントを行いボローパルス（ト
）を発生する。

基準ＰＮ符号発生器５は外部回路から設定される基準Ｐ
Ｎ符号の初期情報（ハ）に基づいて基準ＰＮ符号（チ）
及びその先頭ビットを示すストローブパルス（す）を出
力する。

サンプリング及びウィンドパルス発生器６は２値化回路
２から出力される相関パルス（ホ）をサンプリングしか
つ抽出するためのパルスを出力するサンプリングパルス
（ヌ）及びウィンドパルス（ル）を発生する。ディジタ
ル位相ロックループ回路７は相関器１に入力される受信
信号（ロ）に含まれる受信ＰＮ符号と基準信号に含まれ
基準ＰＮ符号（チ）の同期保持を行う。

ＰＮ符号位相制御パルス生成回路８はアップダウンカウ
ンタ４及びディジタル位相ロックループ７から出力され
るパルス（ト）及び（ヲ）によりトリガされて、基準Ｐ
Ｎ符号（チ）の位相制御パルス（ヨ）を出力する。２値
データ復調回路９は２値化回路２から出力される相関パ
ルス（ホ）及びサンプリング及びウィンドパルス発生器
６から出力されるウィンドパルス（ル）によって２値デ
ータの復調を行う。第２の整合フィルタ１０は２値デー
タ復調回路９から出力される２値データ（ヌ）が所定の
パターンに一致した時にパルス（し）を出力する。

なお上記各回路は図示していない外部回路から出力され
る受信動作起動パルスによりトリガされてそれぞれの動
作を開始する。

次に上述した本発明の実施例の動作をより詳細に説明す
るが、その説明を容易にするため、ＰＮ符号の１周期と
データ・ビットの長さが等しく、相関器１による積分区
間とＰＮ符号１周期が等しい場合を例にとる。

外部回路から受信動作起動パルスが出力されると、基準
ＰＮ符号発生器５は外部回路により設定されたＰＮ符号
の初期情報（ハ）に基づいて基準信号に含まれる基準Ｐ
Ｎ符号（チ）を相関器１に与える。スペクトラム拡散信
号が受信されると、受信信号（ロ）に含まれる受信ＰＮ
符号と基準ＰＮ符号（チ）が一致すると、相関器１から
相関スパイク（ニ）が２値化回路２に出力される。２値
化回路２は第２図に示すように相関スパイク（ニ）を正
側と負側に分離し相関パルス（ホ）を生成し。

第１の整合フィルタ３、ディジタル位相ロックループ７
及び２値データ復調回路９に与える。

さて、前述したように相関器１において前記両ＰＮ符号
がどのような位置で一致しているか不明であり、両符号
の一致する位置が正しく設定されなければ受信データを
正しく復調することができないので、最終的には第１２
図（ｂ）に示すような位置で一致するように初期同期を
行う必要があり、本発明では下記のようにしてこの初期
同期の動作を行う。

送信されてくるデータは第１３図（ａ）に示すようにプ
リアンプルデータと情報データから成り、更にプリアン
プルデータは同図（ｂ）に示す如く初期同期パターン及
び情報データスタートタイミング検出用パターンを有し
ていて、２値化回路２から出力される相関パルス（ホ）
は第１の整合フィルタ３に入力される。第１の整合フィ
ルタ３は相関パルス（ホ）のパターンが設定されている
所定のパターンに一致した時パルス（へ）をアップダウ
ンカウンタ４に出力する。

アップダウンカウンタ４は第３図に示すように第１の整
合フィルタ３からパルス（へ）が出力されるまで、基準
ＰＮ符号発生器５から出力される基準ＰＮ符号（チ）の
先頭ビットを示すストローブパルス（す）によって初期
化され、外部回路から設定されるオフセット値（イ）よ
りアップカウントを繰り返す。第１の整合フィルタ３か
らパルス（へ）が出力されると、アップダウンカウンタ
４は該パルスのタイミングでアップカウントからダウン
カウントに切り換り、カウンタ４のカウント値がＯにな
った時、ボローパルス（ト）をＰＮ符号位相制御パルス
生成回路８に出力する。

ＰＮ符号位相制御パルス生成回路８は上記ボローパルス
によりトリガされて基準ＰＮ符号（チ）の位相制御パル
ス（ヨ）を基準ＰＮ符号発生器５、サンプリングパルス
及びウィンドパルス発生器６及びディジタル位相ロック
ループ回路に出力する。

上述した一連の動作により受信ＰＮ符号と基準ＰＮ符号
（チ）が一致するに至る。

第４図、第５図及び第６図は第１の整合フィルタ３の一
構成例を示す。

第４図において、１１はシフトレジスタ、１２はパルス
計数器、１３は比較器である。

シフトレジスタ１は第５図に示すように複数のシフトレ
ジスタＳＲ，〜ＳＲｎが直列に接続されており、各々は
符号クロックにより駆動され、一定の長さ毎に出力端子
が設定されており、それぞれの出力はパルス計数器１２
に与えられる。

パルス計数器１２は各シフトレジスタから並列に出力さ
れるパルスの総数をカウントし、そのカウントを２進デ
ータに変換して比較器１３に出力する。このパルス計数
器１２は例えば、第６図に示すように複数の半加算器１
４及び全加算器１５から成る。

上記各シフトレジスタの並列出力は２個１組として各半
加算器１４に入力され、半加算が行われる。その結果得
られた加算出力は２°位に、またキャリー出力は２′位
に割り当てることにより２進データに変換する。

更に２進データに変換した各々を全加算器１５に入力し
て加算する。このようにしてシフトレジスタ１１から並
列に出力されたパルスの総数は２進データに変換される
。

比較器１３はパルス計数器１２から出力される２進デー
タと外部回路により設定される閾値とを比較し、２進デ
ータが閾値に達した時にパルスを出力する。

上述した構成の第１の整合フィルタ３において、例えば
送信されてくる初期同期のためのデータのパターンが全
て“１”の場合、第１２図（ａ）に示す場合であっても
相関スパイクは発生する。すなわち正側の相関スパイク
は相関器１の積分区間に相当する時間（以下遅延時間と
称する）Ｔの１７２の周期で発生し、負側の相関スパイ
クは発生しない。従って２値化回路２によって相関スパ
イクと同一周期で正側の相関スパイクが生成されるが。

負側の相関パルスは生成されない。

この相関パルスはシフトレジスタ１１に入力されるが、
このシフトレジスタ１１には第５図に示すように遅延時
間Ｔの１／２毎に出力端子が設定されている。従って正
常に信号が受信されているなら、　シフトレジスタ１１
から遅延時間Ｔの１／２毎にパルスが増加しながら並列
に出力されて行き、パルス計数器１２によって前述の如
く２進データに変換され、その後比較器１３に外部回路
から設定された閾値に達すると、比較器１３はパルスを
出力する。

第１の整合フィルタ３の上述した構成によれば。

雑音等により相関器１の出力に異常が生じても正常な相
関パルスのみに整合をとることが可能である。

なおシフトレジスタ１１を構成する複数のシフトレジス
タＳＲ１〜ＳＲｎに設定する出力端子の間隔は送信され
てくる初期同期のためのデータのパターンに対応して変
形される。

第７図及び第８図は第２の整合フィルタ１０の一構成例
を示す、第７図において、２１はシフトレジスタ、２２
はパルス計数器、２３は比較器である。

シフトレジスタ２１は第８図に示すように、複数のシフ
トレジスタＳ　Ｒ’１〜Ｓ　Ｒ’ｎが直列に接続されて
成り、１データビツトの長さに等しい周期のクロックに
より駆動され、各シフトレジスタには出力端子が設定さ
れている。

シフトレジスタ２１には復調データが入力され。

送信されてくるプリアンプルデータに含まれている情報
データのスタート・タイミングを検出するために設定さ
れたパターンに上記復調データが一致した時、全てのシ
フトレジスタＳ　Ｒ’、〜Ｓ　Ｒ’ｎからパルスが出力
されるように、各シフトレジスタの出力にはインバータ
ＩＮＶが適宜接続されるようになっており、各シフトレ
ジスタの出力はパルス計数器２２に出力される。

パルス計数器２２及び比較器２３は前記のものと同様に
構成されており、パルス計数器２２はシフトレジスタ２
１から出力されるパルスの総数をカウントして２進デー
タに変換し比較器２３に出力する。比較器２３はこの２
進データと外部回路から設定される閾値との比較を行い
、該２進データが閾値に達した時にパルスを出力する。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、相関器出力を所定
のパターンと一致した時の出力を用いて初期同期動作を
行うようにしているので、雑音等によって誤動作するこ
となく、常時、安定した初期同期の動作を行うことがで
き、実用上の効果は多大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
上記実施例における２値化回路の動作説明用タイミング
チャート、第３図は上記実施例の初期同期動作説明用タ
イミングチャート、第４図。 第５図及び第６図は上記実施例における第１の整合フィ
ルタの一構成例を示すブロック図、第７図及び第８図は
上記実施例における第２の整合フィルタの一構成例を示
すブロック図、第９図は従来のスペクトラム拡散送信機
（ａ）及び受信機（ｂ）の構成を示すブロック図、第１
０図はコンボルバの構造の一例を示す断面図、第１１図
はデータ・ビット及びＰＮ符号の配列とゲート電極の関
係を示す図、第１２図（ａ）及び（ｂ）は受信ＰＮ符号
と基準ＰＮ符号との正しい配列が必要であることを示す
図、第１３図は送信データの構成を示す図である。 １・・・・・・・・・相関器、２・・・・・・・・・２
値化回路、３・・・・・・・・・第１の整合フィルタ、
４・・・・・・・・・アップダウンカウンタ、５・・・
・・・・・・基準ＰＮ符号発生器、６・・・・・・・・
・サンプリングパルス及びウィンドパルス発生器、７・
・・・・・・・・ディジタル位相ロックループ回路、８
・・・・・・・・・ＰＮ符号位相制御パルス生成回路、
９・・・・・・・・・２値データ復調回路、１０・・・
・・・・・・第２の整合フィルタ。 特許出願人　　　　　クラリオン株式会社代理人　　弁
理士　　永　１）武　三　部第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 フ１ 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 手続補正書 昭和６３年２月１０日

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号に含まれる受信ＰＮ符号と、受信側で発
   生される基準信号に含まれる基準ＰＮ符号との相関をと
   る相関器により所望の情報を復調するスペクトラム拡散
   受信機において、上記相関器出力をパターン判定手段に
   入力し、所定の判定パターンと一致した時の出力により
   上記基準ＰＮ符号の位相を制御して上記相関器における
   上記両符号の一致位置を正しく設定するように構成した
   ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
2. （２）上記パターン判定手段が整合フィルタから成るこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスペクトラ
   ム拡散受信機。
3. （３）上記整合フィルタがシフトレジスタ、その出力パ
   ルスを計数する手段及び該手段の計数値と閾値とを比較
   する手段から成ることを特徴とする特許請求の範囲第２
   項記載のスペクトラム拡散受信機。
4. （４）上記相関器出力の極性に対応する相関パルスを生
   成し、この相関パルスを前記パターン判定手段に入力す
   るように構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載のスペクトラム拡散受信機。